一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器

1.本发明涉及电压变换器件，尤其涉及一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器。


背景技术：

2.服务器需要大量的高性能cpu来完成庞大的数据处理，其供电电压处于0.8v到1.8v之间的低电压域。随着大数据、云计算和物联网等新技术的高速发展，为了缓解由于负载电流急剧增大导致的路径损耗，母线电压需要往更高电压域发展，使得桥接母线和负载的降压变换器需要应对更高电压转换比的挑战。
3.图1是传统的半桥架构降压变换器，在高电压转换比的应用场景下，高输入电压使得上下两个功率管均需使用能耐受输入电压的高压管。高压管的寄生电容和导通电阻都较大，导通损耗和开关损耗成倍增加。其次，稳态下的上管导通时间跟输入电压成反比，实现高电压转换比时上管的导通时间极小。因此传统半桥架构降压变换器受驱动和环路延时的影响较大，且上述高压管大寄生电容导致的大延时会加剧这种影响。为了减弱延时的影响，增大导通时间，只能降低开关频率，但这又导致了大电感的使用以及纹波的恶化。此外，电感位于输出电流路径上，流过电感的电流即为负载电流，因此电感的直流损耗极大。
4.图2是现有的dsd降压变换器（dual step-down , dsd )，结构主要是采用双电感进行分流以及其一支路串接飞电容。其工作过程如图3至图5所示，工作状态循环变化：s11
→
s13
→
s12
→
s13
→
s11。
5.dsd结构具有如下优点：1) v
cf0
=1/2 v
in
，可以将m1、m3和m4的电压应力从v
in
降低到1/2v
in
；2) vo/v
in
=d/2，占空比d是传统降压变换器的两倍；3) 电感电流降低为负载电流的一半；4) 两电感的电流能实现自均衡。
6.其缺点如下：1) m2仍需使用能耐受v
in
的高压管；2) d《0.5，占空比范围受限，电感电流最大压摆率，瞬态响应较慢，下冲电压较大。


技术实现要素：

7.本发明目的在于提供一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器，以解决上述现有技术存在的问题。
8.本发明中所述一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器，包括第一电感和第二电感；第一电感和第二电感分别设置在两条交叉的支路中，两条支路的电流输入从输入电压得到，或从地端得到，两条支路的电流通过负载模块输出；具体结构如下：
其中一条支路：第一功率管的漏极连接输入电压，第一功率管的源极分别连接第四功率管的漏极和第一飞电容的第一极板；第四功率管的源极分别连接第五功率管的漏极和第八功率管的漏极；第五功率管的源极接地；第八功率管的源极分别连接第四飞电容的第一极板和第十二功率管的漏极；第十二功率管的源极分别连接第二电感的输出端和输出电容的第一极板；第十功率管的源极接地，第十功率管的漏极分别连接第四飞电容的第二极板和第二电感的输入端；第一飞电容的第二极板连接第七功率管的漏极；另一条支路：第二功率管的漏极连接输入电压，第二功率管的源极分别连接第三功率管的漏极和第二飞电容的第一极板；第三功率管的源极分别连接第六功率管的漏极和第七功率管的漏极；第六功率管的源极接地；第七功率管的源极分别连接第三飞电容的第一极板和第十一功率管的漏极；第十一功率管的源极分别连接第一电感的输出端和输出电容的第一极板；第九功率管的源极接地，第九功率管的漏极分别连接第三飞电容的第二极板和第一电感的输入端；第二飞电容的第二极板连接第八功率管的漏极；负载电阻并联在输出电容两端，输出电容第一极板的电压为输出电压；各功率管的栅极分别独立外接控制电压。
9.各功率管的栅极控制电压时序具体如下：在第一个1/4周期，第一功率管、第三功率管、第五功率管、第七功率管、第十功率管、第十二功率管的栅极电压均为高，第二功率管、第四功率管、第六功率管、第八功率管、第九功率管、第十一功率管的栅极电压均为低；在第二个1/4周期，第九功率管、第十功率管、第十一功率管、第十二功率管的栅极电压均为高，第一功率管、第二功率管、第三功率管、第四功率管、第五功率管、第六功率管、第七功率管、第八功率管的栅极电压均为低；第三个1/4周期与第一个1/4周期反相；第四个1/4周期与第二个1/4周期同相。
10.本发明中所述一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器，其优点在于，相同电压转换比下占空比更大，因此可应用于更高的开关频率，减小电感尺寸和输出纹波。在瞬态时，通过状态叠加令第一电感和第二电感同时充电，电感电流最大压摆率提高两倍，提供给输出电容的充电电流迅速升高，从而减小了下冲电压。
附图说明
11.图1是现有技术中半桥架构降压变换器的结构示意图。
12.图2是现有技术中dsd混合降压变换器的结构示意图。
13.图3是图2所示dsd混合降压变换器工作状态s11的电流方向示意图。
14.图4是图2所示dsd混合降压变换器工作状态s13的电流方向示意图。
15.图5是图2所示dsd混合降压变换器工作状态s12的电流方向示意图。
16.图6是本发明中所述混合降压变换器的结构示意图。
17.图7是本发明中所述混合降压变换器工作状态s21的电流方向示意图。
18.图8是本发明中所述混合降压变换器工作状态s22的电流方向示意图。
19.图9是本发明中所述混合降压变换器工作状态s23的电流方向示意图。
20.图10是本发明中所述混合降压变换器工作状态s24的电流方向示意图。
21.图11是本发明中所述混合降压变换器的时序图。
22.附图标记：v
in
：输入电压；vo：输出电压；v
cf1
～v
cf4
：第一至第四飞电容的两端电压；v
g1
～v
g12
：第一至第十二功率管的栅极电压；i
l1
、i
l2
：流经第一、第二电感的电流；i1、i2：第一、第二电感所在工作支路的电流方向；l1～l2：第一至第二电感；m1～m
12
：第一至第十二功率管；c
f1
～c
f4
：第一至第四飞电容；c
f0
：第五飞电容；co：输出电容；r
l
：负载电阻。
具体实施方式
23.如图6所示，本发明中所述一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器包括第一电感l1和第二电感l2；第一电感l1和第二电感l2分别设置在两条交叉的支路中，两条支路的电流输入从输入电压v
in
得到，或从地端得到，两条支路的电流通过负载模块输出。
24.其中一条支路：第一功率管m1的漏极连接输入电压v
in
，第一功率管m1的源极分别连接第四功率管m4的漏极和第一飞电容c
f1
的第一极板；第四功率管m4的源极分别连接第五功率管m5的漏极和第八功率管m8的漏极；第五功率管m5的源极接地；第八功率管m8的源极分别连接第四飞电容c
f4
的第一极板和第十二功率管m
12
的漏极；第十二功率管m
12
的源极分别连接第二电感l2的输出端和输出电容co的第一极板；第十功率管m
10
的源极接地，第十功率管m
10
的漏极分别连接第四飞电容c
f4
的第二极板和第二电感l2的输入端；第一飞电容c
f1
的第二极板连接第七功率管m7的漏极。
25.另一条支路：第二功率管m2的漏极连接输入电压v
in
，第二功率管m2的源极分别连接第三功率管m3的漏极和第二飞电容c
f2
的第一极板；第三功率管m3的源极分别连接第六功率管m6的漏极和第七功率管m7的漏极；第六功率管m6的源极接地；第七功率管m7的源极分别连接第三飞电容c
f3
的第一极板和第十一功率管m
11
的漏极；第十一功率管m
11
的源极分别连接第一电感l1的输出端和输出电容co的第一极板；第九功率管m9的源极接地，第九功率管m9的漏极分别连接第三飞电容c
f3
的第二极板和第一电感l1的输入端；第二飞电容c
f2
的第二极
板连接第八功率管m8的漏极。
26.负载电阻r
l
和输出电容co组成所述的负载模块：负载电阻r
l
并联在输出电容co两端，输出电容co第一极板的电压为输出电压vo。
27.各功率管的栅极分别独立外接控制电压。
28.各功率管的栅极控制电压时序如图11所示，具体如下：在第一个1/4周期，第一功率管m1、第三功率管m3、第五功率管m5、第七功率管m7、第十功率管m
10
、第十二功率管m
12
的栅极电压均为高，第二功率管m2、第四功率管m4、第六功率管m6、第八功率管m8、第九功率管m9、第十一功率管m
11
的栅极电压均为低；在第二个1/4周期，第九功率管m9、第十功率管m
10
、第十一功率管m
11
、第十二功率管m
12
的栅极电压均为高，第一功率管m1、第二功率管m2、第三功率管m3、第四功率管m4、第五功率管m5、第六功率管m6、第七功率管m7、第八功率管m8的栅极电压均为低；第三个1/4周期与第一个1/4周期反相；第四个1/4周期与第二个1/4周期同相。
29.工作原理：工作状态s21如图7所示，第一功率管m1、第三功率管m3、第五功率管m5、第七功率管m7、第十功率管m
10
、第十二功率管m
12
导通，第二功率管m2、第四功率管m4、第六功率管m6、第八功率管m8、第九功率管m9、第十一功率管m
11
关断。输入电压v
in
通过第一飞电容c
f1
、第三飞电容c
f3
给第一电感l1充电。第二飞电容c
f2
、第四飞电容c
f4
放电，第二电感l2通过第十功率管m
10
续流。
30.工作状态s22如图8所示，第二功率管m2、第四功率管m4、第六功率管m6、第八功率管m8、第九功率管m9、第十一功率管m
11
导通，第一功率管m1、第三功率管m3、第五功率管m5、第七功率管m7、第十功率管m
10
、第十二功率管m
12
关断。输入电压v
in
通过第二飞电容c
f2
、第四飞电容c
f4
给第二电感l2充电。第一飞电容c
f1
、第三飞电容c
f3
放电，第一电感l1通过第九功率管m9续流。
31.工作状态s23如图9，第九功率管m9、第十功率管m
10
、第十一功率管m
11
、第十二功率管m
12
导通，第一功率管m1、第二功率管m2、第三功率管m3、第四功率管m4、第五功率管m5、第六功率管m6、第七功率管m7、第八功率管m8关断。第一电感l1、第二电感l2分别通过第九功率管m9、第十功率管m
10
续流。第三飞电容c
f3
、第四飞电容c
f4
放电和第一电感l1、第二电感l2组成四路径放电通路。
32.工作状态s24如图10，第一功率管m1、第二功率管m2、第七功率管m7、第八功率管m8导通，第三功率管m3、第四功率管m4、第五功率管m5、第六功率管m6、第九功率管m9、第十功率管m
10
、第十一功率管m
11
、第十二功率管m
12
关断。输入电压v
in
通过第一飞电容c
f1
、第三飞电容c
f3
给第一电感l1充电，通过第二飞电容c
f2
、第四飞电容c
f4
给第二电感l2充电。
33.稳态时，工作状态在s21
→
s23
→
s22
→
s23
→
s21循环切换，工作状态s21和工作状态s22错相180
°
，输出电压的频率翻倍，纹波减小。
34.根据伏秒平衡：，可见，在dsd的基础上进一步拓展了占空比，相同vcr下导通时间更长，因此更适用于高电压转换比。vcr是电压转换比。
35.瞬态时，工作状态s21和工作状态s22会重叠形成工作状态s24。此时第一电感l1和
第二电感l2都在充电，电感电流最大压摆率是传统dsd的两倍，提供给输出电容co的充电电流迅速升高，从而减小了下冲电压。
36.对于本领域的技术人员来说，可根据以上描述的技术方案以及构思，做出其它各种相应的改变以及形变，而所有的这些改变以及形变都应该属于本发明权利要求的保护范围之内。

技术特征：
1.一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器，包括第一电感（l1）和第二电感（l2）；其特征在于，第一电感（l1）和第二电感（l2）分别设置在两条交叉的支路中，两条支路的电流输入从输入电压（v
in
）得到，或从地端得到，两条支路的电流通过负载模块输出；具体结构如下：其中一条支路：第一功率管（m1）的漏极连接输入电压（v
in
），第一功率管（m1）的源极分别连接第四功率管（m4）的漏极和第一飞电容（c
f1
）的第一极板；第四功率管（m4）的源极分别连接第五功率管（m5）的漏极和第八功率管（m8）的漏极；第五功率管（m5）的源极接地；第八功率管（m8）的源极分别连接第四飞电容（c
f4
）的第一极板和第十二功率管（m
12
）的漏极；第十二功率管（m
12
）的源极分别连接第二电感（l2）的输出端和输出电容（c
o
）的第一极板；第十功率管（m
10
）的源极接地，第十功率管（m
10
）的漏极分别连接第四飞电容（c
f4
）的第二极板和第二电感（l2）的输入端；第一飞电容（c
f1
）的第二极板连接第七功率管（m7）的漏极；另一条支路：第二功率管（m2）的漏极连接输入电压（v
in
），第二功率管（m2）的源极分别连接第三功率管（m3）的漏极和第二飞电容（c
f2
）的第一极板；第三功率管（m3）的源极分别连接第六功率管（m6）的漏极和第七功率管（m7）的漏极；第六功率管（m6）的源极接地；第七功率管（m7）的源极分别连接第三飞电容（c
f3
）的第一极板和第十一功率管（m
11
）的漏极；第十一功率管（m
11
）的源极分别连接第一电感（l1）的输出端和输出电容（c
o
）的第一极板；第九功率管（m9）的源极接地，第九功率管（m9）的漏极分别连接第三飞电容（c
f3
）的第二极板和第一电感（l1）的输入端；第二飞电容（c
f2
）的第二极板连接第八功率管（m8）的漏极；负载电阻（r
l
）并联在输出电容（c
o
）两端，输出电容（c
o
）第一极板的电压为输出电压（v
o
）；各功率管的栅极分别独立外接控制电压。2.根据权利要求1所述一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器，其特征在于，各功率管的栅极控制电压时序具体如下：在第一个1/4周期，第一功率管（m1）、第三功率管（m3）、第五功率管（m5）、第七功率管（m7）、第十功率管（m
10
）、第十二功率管（m
12
）的栅极电压均为高，第二功率管（m2）、第四功率管（m4）、第六功率管（m6）、第八功率管（m8）、第九功率管（m9）、第十一功率管（m
11
）的栅极电压均为低；在第二个1/4周期，第九功率管（m9）、第十功率管（m
10
）、第十一功率管（m
11
）、第十二功率管（m
12
）的栅极电压均为高，第一功率管（m1）、第二功率管（m2）、第三功率管（m3）、第四功率管
（m4）、第五功率管（m5）、第六功率管（m6）、第七功率管（m7）、第八功率管（m8）的栅极电压均为低；第三个1/4周期与第一个1/4周期反相；第四个1/4周期与第二个1/4周期同相。

技术总结
本发明公开了一种快瞬态高电压转换比的混合降压变换器，针对现有技术中DSD架构瞬态响应较慢以及下冲电压较大的问题提出本方案。包括第一电感和第二电感；第一电感和第二电感分别设置在两条交叉的支路中，两条支路的电流输入从输入电压得到，或从地端得到，两条支路的电流通过负载模块输出。其优点在于，相同电压转换比下占空比更大，因此可应用于更高的开关频率，减小电感尺寸和输出纹波。在瞬态时，通过状态叠加令第一电感和第二电感同时充电，电感电流最大压摆率提高两倍，提供给输出电容的充电电流迅速升高，从而减小了下冲电压。从而减小了下冲电压。从而减小了下冲电压。


技术研发人员：李斌 蔡浩鑫 吴朝晖
受保护的技术使用者：华南理工大学
技术研发日：2023.07.03
技术公布日：2023/8/1