一种超低功耗的DC-DC转换器模式切换方法及电路

一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法及电路
技术领域
1.本发明涉及dc-dc转换器技术领域，尤其涉及一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法及电路。


背景技术：

2.dc-dc转换器作为电源管理单元的核心，需要能够在iot设备的各种工作模式下保持较高的工作效率。实际上，很多iot系统会长期处于待机模式，只有在特定时间节点，才会处于工作模式，而dc-dc转换器在待机模式下的静态功耗占据整个系统主要的功耗预算。仅消耗纳安级静态电流的超低功耗dc-dc转换器极具研究价值，在降低iot系统的能量损耗以及延长电池寿命方面发挥着重要作用。而且随着智能设备的功能越来越强大，在工作状态下消耗的电流也越来越多，如智能手表在工作时会具有高达数百毫安的电流，dcdc转换器应该具有宽负载范围以支持设备不断增加的功能。所以具有宽负载电流范围的超低功耗降压转换器具有极大的研究价值。
3.已有的控制技术比如迟滞控制可以在超轻负载下实现低功耗，因为控制器只需要一个低功耗比较器。但是由于比较器的大延迟，输出纹波在重负载时会大大增加，仅用一种控制方式很难在超低功耗预算下，实现宽负载电流范围。因此考虑采用多种模式的控制方式，但是现有的多种模式的控制方式一般在多模式之间采用不同的控制电路，不同控制电路对输出电压的调整误差不同，导致输出直流电压的在不同模式下存在较大差别。


技术实现要素：

4.为了解决上述技术问题，本发明的目标是提供一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法及电路，能够减小多种模式的输出电压之间的误差，提高输出电压调整率，以更少的静态电流实现基于负载电流的自适应模式切换。
5.本发明所采用的第一技术方案是：一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换电路，包括过零检测电路、自适应导通时间产生模块、电感电流感应模块、驱动电路、tpye-ii补偿模块、比较器模块、第一电感、第一pmos管、第一nmos管、输入电压和输出电压，其中：
6.所述过零检测电路第一输入端与第一电感第一端、第一pmos管漏极和第一nmos管漏极连接，过零检测电路第二输入端与第一nmos管的栅极连接，过零检测电路输出端与驱动电路的第一输入端连接，用于对电感电流进行监测；
7.所述自适应导通时间产生模块第一输入端与输入电压连接，第二输入端与输出电压连接，输出端与驱动电路第二输入端连接；用于产生控制功率管导通时间的信号，自动调整主功率管的导通时间；
8.所述电感电流感应模块输入端与第一电感第一端连接，输出端与比较器模块反向输入端连接；用于检测电感的电流，并转化为与采样电流成比例的电压信号；
9.所述驱动电路第一输入端与过零检测电路输出端连接，第二输入端与自适应导通时间产生模块输出端连接，第三输入端与比较器模块第一输出端连接，第四输入端与比较
器模块第二输出端连接，第一输出端与第一pmos管栅极连接，第二输出端与第一nmos管栅极连接；用于产生驱动功率管的栅控信号；
10.所述tpye-ii补偿模块第一输入端与输出电压连接，第二输入端与基准电压连接，输出端与比较器模块连接；用于放大基准电压与变换器输出反馈电压的误差；
11.所述比较器模块反向输入端与电感电流感应模块输出端连接，正向输入端与tpye-ii补偿模块输出端连接，比较器模块第一输出端和驱动电路第三输入端连接，比较器模块第二输出端和驱动电路第四输入端连接；用于产生环路的占空比控制信号。
12.进一步，所述比较器模块包括第一比较器、第一偏置电流、第一开关和低功耗比较器，其中：
13.所述第一比较器正向输入端与tpye-ii补偿模块输出端、低功耗比较器正向输入端连接，反向输入端与电感电流感应模块输出端连接，第一比较器输出端与驱动电路第三输入端连接；
14.所述第一开关一端与第一比较器电源负极端连接，另一端与第一偏置电流连接；
15.所述低功耗比较器正向输入端与阈值电压连接，低功耗比较器输出端与驱动电路第四输入端连接。
16.通过该优选比较器模块，低功耗比较器输出端信号电位变化实现轻载向低功耗模式的切换，第一比较器输出端信号电位变化实现重载向轻载的模式切换，第一开关受低功耗比较器输出影响能够在低功耗模式下关断，进一步降低功耗。
17.进一步，所述tpye-ii补偿模块包括误差放大器、第二开关、第三开关、第四电阻、第二电容、第二偏置电流和第三偏置电流，其中：
18.所述误差放大器反向输入端与输出电压连接，正向输入端与基准电压连接，输出端与第二开关一端连接；所述第二开关另一端与第四电阻一端连接；所述第四电阻另一端与第二电容一端连接；所述第二电容另一端接地；
19.所述第三开关一端与误差放大器第一直流偏置端连接，另一端与第二偏置电流连接；
20.所述第三偏置电流与误差放大器第二直流偏置连接。
21.通过该优选tpye-ii补偿模块，实现对输出电压和基准电压误差的放大，同时tpye-ii补偿模块在重载、轻载和低功耗模式下的复用也减少了输出电压的误差，tpye-ii补偿模块的第二开关、第三开关受到低功耗比较器输出影响，能够在低功耗模式下关断，进一步降低功耗。
22.进一步，所述电感电流感应模块包括第五电阻、加法器和第一放大电压，其中：
23.所述第五电阻一端与第一电感连接，另一端接地；
24.所述加法器输入端与第五电阻连接和第一放大电压连接，输出端与第一比较器反向输入端连接；
25.所述第一放大电压基于负载电流的变化选取，用于放大感应电压。
26.通过该优选电感电流感应模块，使得放大感应电压能够反应电感电流的变化情况。
27.本发明所采用的第二技术方案是：一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法，包括以下步骤：
28.利用电感电流感应模块检测电感电流并进行转化，得到感应电压；
29.利用tpye-ii补偿模块对基准电压与变换器输出反馈电压的误差进行放大，得到放大误差电压；
30.基于比较器模块对感应电压和放大误差电压进行比较，得到占空比控制信号；
31.基于比较器模块对预设阈值电压和放大误差电压进行比较，得到低功耗占空比控制信号；
32.基于驱动电路对占空比控制信号或低功耗占空比控制信号进行转换，得到不交叠的两项栅控信号。
33.进一步，预设阈值电压，其获取确认具体包括：
34.获取电路中输出电压与补偿器输出的传递函数；
35.获取电路中负载电流与开关频率的关系；
36.基于开关频率进行参数转换，得到负载电流与补偿器输出纹波幅度的关系；
37.基于负载电流与补偿器输出纹波幅度的关系设置阈值电压；
38.进一步，所述负载电流与补偿器输出纹波幅度的关系的数学表达式如下：
[0039][0040][0041][0042]
其中δve表示补偿器输出纹波幅度，i
load
表示负载电流，δv
out
表示输出电压波纹幅度，f
sw
表示开关频率，kz表示一个恒定值，f
sw,ccm
表示dc-dc的电感工作在连续导通情况下的开关频率，i
l,peak
表示电感电流的峰峰值，r4表示补偿电阻，c2表示补偿电容。
[0043]
本发明方法及电路的有益效果是：本发明通过对tpye-ii补偿模块的复用，在不同工作模式下，仍然使用误差放大器作为第一级放大器检测输出电压，并且改变误差放大后面的补偿电容来，减小不同模式之间的输出电压误差，提高转换速率，并且不同模式下的纹波基本上保持不变不受干扰；基于tpye-ii补偿模块传输函数构建比较器模块，通过比较tpye-ii补偿模块的输出波形实现了向低功耗模式的切换，从而实现了无需平均负载电流检测电路的模式切换，实现以更少的静态电流实现基于负载电流的自适应模式切换。
附图说明
[0044]
图1是本发明一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法及电路的电路结构框架图；
[0045]
图2是本发明一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法及电路的方法步骤流程图；
[0046]
图3是本发明一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法及电路具体实施例电路结构框架图
[0047]
图4是本发明一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法及电路的工作波形图；
[0048]
图5是本发明一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法及电路的tpye-ii补偿模
块电路图；
[0049]
图6是本发明一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法及电路轻载下负载电路、开关频率与tpye-ii补偿模块增益的关系图；
[0050]
图7是本发明一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法及电路的效率的测试结果图。
具体实施方式
[0051]
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步的详细说明。对于以下实施例中的步骤编号，其仅为了便于阐述说明而设置，对步骤之间的顺序不做任何限定，实施例中的各步骤的执行顺序均可根据本领域技术人员的理解来进行适应性调整。
[0052]
传统的电流模式pfm的dc-dc转换器工作模式包括连续导通模式(ccm)和断续导通模式(dcm)，其中，连续导通模式表示在一个开关周期内，电感电流从不会到0；断续导通模式表示在开关周期内，电感电流总会回到0。本发明实施例里的dc-dc转换器控制方式除了电流模式，还提出了打嗝模式(hiccup mode，hm)，该模式下，电流模式和一种低功耗模式之间丝滑切换。
[0053]
参照图1，本发明提供了一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换电路，包括过零检测电路、自适应导通时间产生模块、电感电流感应模块、驱动电路、tpye-ii补偿模块、比较器模块、第一电感l、第一pmos管mp、第一nmos管mn、输入电压v
in
和输出电压v
out
，其中：
[0054]
所述过零检测电路第一输入端与端口v
sw
、第一电感l第一端、第一pmos管mp漏极和第一nmos管mn漏极连接，过零检测电路第二输入端与端口v
gn
、第一nmos管mn栅极连接，过零检测电路输出端与驱动电路第一输入端连接，用于对电感电流进行监测；
[0055]
所述自适应导通时间产生模块第一输入端与输入电压v
in
连接，第二输入端与输出电压v
out
连接，输出端与驱动电路第二输入端连接；用于产生控制功率管导通时间的信号，自动调整主功率管的导通时间；
[0056]
所述电感电流感应模块输入端与第一电感l第一端连接，输出端与比较器模块反向输入端连接；用于检测电感的电流，并转化为与采样电流成比例的电压信号；
[0057]
所述驱动电路第一输入端与过零检测电路输出端连接，第二输入端与自适应导通时间产生模块输出端连接，第三输入端与比较器模块第一输出端连接，第三输入端与比较器模块第二输出端连接，第一输出端与第一pmos管mp栅极连接，第二输出端与第一nmos管mn栅极连接；用于产生驱动功率管的栅控信号；
[0058]
所述tpye-ii补偿模块第一输入端与输出电压v
in
连接，第二输入端与基准电压v
ref
连接，输出端与比较器模块连接；用于放大基准电压与变换器输出反馈电压的误差；
[0059]
所述比较器模块反向输入端与电感电流感应模块输出端连接，正向输入端与tpye-ii补偿模块输出端连接，比较器模块第一输出端和驱动电路第三输入端连接，比较器模块第二输出端和驱动电路第四输入端连接；用于产生环路的占空比控制信号。
[0060]
具体的，参照图3本发明提供了一个dc-dc转换器的具体实施例，该dc-dc转换器包括第一电感l、第一pmos管mp、第一nmos管mn、第一电容c1、第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、输入电压v
in
和输出电压v
out
，其中：
[0061]
第一pmos管mp的源极与输入电压v
in
连接，漏极与第一nmos管mn的漏极连接，栅极
与驱动电路连接；第一nmos管mn的漏极与第一电感l连接，栅极与驱动电路连接；第一电感l与第一电容c1连接；第一电容c1一端与第一电阻r1连接，另一端接地；第一电阻r1一端与第二电阻r2连接，另一端接地；第二电阻r2一端与输出电压v
out
连接，另一端与第三电阻r3连接；第三电阻r3一端接地，另一端与tpye-ii补偿模块连接；第一pmos管mp和第一nmos管mn接收驱动电路产生的栅控信号，进而实现功率管mp和mn的关断或导通，实现对输出电压误差的调整；第一电容c1和第一电阻r1分别作为负载电容和负载电阻；第二电阻r2和第三电阻r3构成输出电压反馈，将输出电压反馈到tpye-ii补偿模块。
[0062]
具体的，参照图3，本发明提供了一个tpye-ii补偿模块的具体实施例，该tpye-ii补偿模块包括误差放大器、第二开关k2、第三开关k3、基准电压v
ref
、第四电阻r4、第二电容c2、第二偏置电流i2和第三偏置电流i3，其中：
[0063]
所述误差放大器反向输入端与端口v
fb
、第二电阻r2和第三电阻r3一端连接，正向输入端与基准电压v
ref
连接，输出端与第二开关k2一端连接；所述第二开关k2另一端与第四电阻r4一端连接；所述第四电阻r4另一端与第二电容c2一端连接；所述第二电容c2另一端接地；所述第三开关k3一端与误差放大器第一直流偏置端连接，另一端与第二偏置电流i2连接；所述第三偏置电流i3与误差放大器第二直流偏置连接。
[0064]
tpye-ii补偿模块在连续导通模式(ccm)、断续导通模式(dcm)和低功耗模式(lp)均处于工作状态，第四电阻r4和第二电容c2构成rc误差补偿，可以通过在不同模式下对补偿电容的调整，减小不同模式之间的输出电压误差，并且提高转换速率；通过误差放大器将基准电压v
ref
与转换器输出反馈电压的误差v
fb
进行放大，可以提高输出电压的精确度；在低功耗模式下误差放大器的第三开关k3和第二开关k2会处于关闭状态，这时第二偏置电流i2被隔断，只有第三偏置电流i3进行偏置，以节省功耗；并且误差放大器输出与rc误差补偿断开，增加低功耗模式下的电压摆率。
[0065]
具体的，参照图3，本发明提供了一个电感电流感应模块的具体实施例，该电感电流感应模块包括第五电阻r5、加法器和第一放大电压v
s1
，其中：
[0066]
所述第五电阻r5一端与第一电感l连接，另一端接地；
[0067]
所述加法器输入端与第五电阻r5连接和第一放大电压v
s1
连接，输出端与第一比较器u1反向输入端连接；
[0068]
所述第一放大电压基于负载电流的变化选取，用于放大感应电压。
[0069]
通过第五电阻r5将感应电流转化得到的v
sen1
能够反应电感电流的变化情况，但是v
sen1
与tpye-ii补偿模块输出电压差距过大，无法进行直接比较，所以利用加法器并入基于负载电流的变化选取的第一放大电压v
s1
，对v
sen1
进行放大，得到放大感应电压v
sen
。
[0070]
具体的，参照图3，本发明提供了一个比较器模块的具体实施例，该比较器模块包括第一比较器u1、第一偏置电流i1、第一开关k1和低功耗比较器lp，其中：
[0071]
所述第一比较器u1正向输入端与tpye-ii补偿模块连接，反向输入端与电感电流感应模块连接，输出端与驱动电路连接；所述第一开关k1一端与第一比较器电源负极端连接，另一端与第一偏置电流i1连接；所述低功耗比较器lp正向输入端与阈值电压v
cref
连接，反向输入端与tpye-ii补偿模块连接，输出端与驱动电路连接。第一比较器u1和低功耗比较器lp均有一个输入端与tpye-ii补偿模块输出连接，当dc-dc转换器的工作模式进行切换时，仍然使用tpye-ii补偿模块作为第一级放大器检测输出电压，并且改变tpye-ii补偿模
块后面的补偿电容来，减小不同模式之间的输出电压误差，提高转换速率，并且不同模式下的纹波基本上保持不变不受干扰。
[0072]
参照图4，当dc-dc转换器的处于重载情况下时，dc-dc的电感电流处于连续导通模式，过零检测电路、自适应导通时间产生模块、电感电流感应模块、驱动电路、tpye-ii补偿模块和比较器模块均处于工作状态；此时电感电流连续变化，低功耗比较器的输出v
lp
＝0，第一比较器u1处于工作状态，第一比较器u1将tpye-ii补偿模块的输出ve与电感电流采样信号v
sen
进行比较，当v
sen
下降到等于ve时，第一比较器u1输出为高(vc＝1)；当dc-dc转换器的处于轻载情况下时，即负载电流i
load
降低时，转换器自动进入脉冲频率调制(pfm)控制以降低开关频率当电感电流i
l
变为零时，包括过零检测电路、自适应导通时间产生模块和电感电流感应模块在内的高功耗模块全部关断，低功耗比较器的输出v
lp
＝0，第一比较器u1处于工作状态，第一比较器u1将tpye-ii补偿模块的输出ve与电感电流采样信号v
sen
进行比较，当ve上升到等于v
sen
时，比较器输出为高(vc＝1)，dc-dc转换器的电感电流处于断续导通模式；dc-dc转换器的处于超轻载情况下时，ve下降到等于或小于v
cref
，低功耗比较器输出v
lp
＝1，此时转换器采用切换到低功耗控制。由v
lp
控制的开关k1断开，比较器处于不工作状态，低功耗比较器将误差放大器输出ve与一个与负载电压相关的电压v
cref
进行比较，误差放大器的偏置电流从高变低以节省功耗；tpye-ii补偿模块的第二开关k2断开，以加快ve的压摆率。tpye-ii补偿模块与低功耗比较器作为比较器以监测v
out
。每当低功耗比较器的输出v
lp
变为低电平时，第一比较器u1、误差放大器和tpye-ii补偿模块都会返回到电流模式(cm-aot)状态，来决定是否启用充电脉冲以及是否重新进入低功耗状态。
[0073]
自适应导通时间产生模块，根据输入电压和输出电压的值产生控制功率管导通时间的信号，自动调整主功率管的导通时间，以实现连续导通模式下开关频率的恒定。
[0074]
过零检测电路，对电感电流进行监测，当电感电流降为零时，输出一个控制信号关断功率管，防止电感电流反向，使得转换器在轻载下进入非连续导通模式(dcm)减少大量的能量损失，提高电源的转换效率，过零电流检测电路主要由高速比较器等电路构成。
[0075]
驱动电路，将低功耗比较器的输出v
lp
和第一比较器u1输出vc转换成两路不交叠的驱动功率管打开与关断的栅控信号，其电路主要由数字逻辑门电路构成。
[0076]
如图2所示，一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法，包括以下步骤：
[0077]
利用电感电流感应模块检测电感电流并进行转化，得到感应电压；
[0078]
利用tpye-ii补偿模块对基准电压与变换器输出反馈电压的误差进行放大，得到放大误差电压；
[0079]
基于比较器模块对感应电压和放大误差电压进行比较，得到占空比控制信号；
[0080]
基于比较器模块对预设阈值电压和放大误差电压进行比较，得到低功耗占空比控制信号；
[0081]
基于驱动电路对占空比控制信号和低功耗占空比控制信号进行转换，得到不交叠的两项栅控信号。
[0082]
具体的，利用电感电流感应模块检测电感电流，通过感应电阻将感应电流转化成第一感应电压，此时第一感应电压值过小，由于受误差放大器的共模输出电压摆幅限制，误差放大器的输出电压ve不能太小，无法直接与第一感应电压值进行比较，因此，基于负载电流的变化选取设置了放大电压，通过加法器把第一感应电压值放大到便于与tpye-ii补偿
模块输出进行比较的程度；接着利用tpye-ii补偿模块对基准电压与变换器输出反馈电压的误差进行放大，得到放大误差电压；
[0083]
获取电路中输出电压与补偿器输出的传递函数；
[0084]
具体地，本发明实施例使用的tpye-ii补偿模块如图5所示，根据tpye-ii补偿模块电路图，其输出电压与补偿器输出的传递函数的表达式如下：
[0085][0086]
其中，其中δve表示补偿器输出纹波幅度，δv
out
表示输出电压波纹幅度，f
sw
表示开关频率，kz表示一个恒定值，r4表示补偿电阻，c2表示补偿电容。
[0087]
参照图6，当开关频率小于零点频率时，a
ve
(f)的绝对值随着开关频率的降低而降低。当开关频率大于零点频率时，a
ve
(f)的绝对值变为kz这一恒定值，我们称kz为平台增益。图6下半部分可以看到，电路的开关频率和负载电流存在紧密的联系，在轻负载下，转换器的开关频率随负载电流降低而降低，其电路中负载电流与开关频率的关系表达式如下：
[0088][0089]
其中i
load
表示负载电流，f
sw,ccm
表示dc-dc的电感工作在连续导通情况下的开关频率，i
l,peak
表示电感电流的峰峰值，f
sw
表示开关频率。
[0090]
由于输出电压的纹波主要由电感的电荷主导，输出电压纹波几乎与负载电流无关，因此建立负载电流与补偿器输出纹波幅度的关系的数学表达式如下：
[0091][0092][0093][0094]
其中δve表示补偿器输出纹波幅度，i
load
表示负载电流，δv
out
表示输出电压波纹幅度，f
sw
表示开关频率，kz表示一个恒定值，f
sw,ccm
表示dc-dc的电感工作在连续导通情况下的开关频率，i
l,peak
表示电感电流的峰峰值，r4表示补偿电阻，c2表示补偿电容。
[0095]
根据公式，可以近似得到ve的纹波幅度为δv
out
的kz倍时的负载电流，这一发现结果可以用于从断续导通模式到低功耗模式的转换。提前计算好δv
out
的kz倍，并且设置好v
cref
，当ve低于v
cref
时，模式转换事件会被触发。
[0096]
基于阈值电压和tpye-ii补偿模块输出构建一路比较器；基于感应电压和tpye-ii补偿模块输出复用构建另一路比较器；两路比较器构成比较器模块，而且tpye-ii补偿模块的放大误差电压作为两路比较器的共同输入。通过比较器模块对感应电压和放大误差电压进行比较，得到占空比控制信号；通过比较器模块对预设阈值电压和放大误差电压进行比较，得到低功耗占空比控制信号；利用驱动电路对占空比控制信号和低功耗占空比控制信号进行转换，得到不交叠的两项栅控信号。
[0097]
参照图7，本发明具体实施例测试了三不同的输入电压下的宽负载范围的效率，具
体地，倒三角曲线表示输入电压为2.9v，右侧三角曲线表示输入电压为4.2v，左侧三角曲线表示输入电压为5.5v；根据负载电流的变化情况可以看到，使用本发明，在不同的工作模式下，效率曲线能维持平稳，而且在低负载情况下，实现了一个较高的效率，只有在极低负载电流的情况下，效率曲线出现进一步轻微下滑。
[0098]
上述方法实施例中的内容均适用于本系统实施例中，本系统实施例所具体实现的功能与上述方法实施例相同，并且达到的有益效果与上述方法实施例所达到的有益效果也相同。
[0099]
以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本技术权利要求所限定的范围内。

技术特征：
1.一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换电路，其特征在于，包括过零检测电路、自适应导通时间产生模块、电感电流感应模块、驱动电路、tpye-ii补偿模块、比较器模块、第一电感、第一pmos管、第一nmos管、输入电压和输出电压，其中：所述过零检测电路第一输入端与第一电感第一端、第一pmos管漏极和第一nmos管漏极连接，过零检测电路第二输入端与第一nmos管栅极连接，过零检测电路输出端与驱动电路第一输入端连接；所述自适应导通时间产生模块第一输入端与输入电压连接，第二输入端与输出电压连接，输出端与驱动电路第二输入端连接；所述电感电流感应模块输入端与第一电感第一端连接，输出端与比较器模块反向输入端连接；所述驱动电路第一输入端与过零检测电路输出端连接，第二输入端与自适应导通时间产生模块输出端连接，第三输入端与比较器模块第一输出端连接，第四输入端与比较器模块第二输出端连接，第一输出端与第一pmos管栅极连接，第二输出端与第一nmos管栅极连接；所述tpye-ii补偿模块第一输入端与输出电压连接，第二输入端与基准电压连接，输出端与比较器模块连接；所述比较器模块反向输入端与电感电流感应模块输出端连接，正向输入端与tpye-ii补偿模块输出端连接，比较器模块第一输出端和驱动电路第三输入端连接，比较器模块第二输出端和驱动电路第四输入端连接。2.根据权利要求1所述一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换电路，其特征在于，所述比较器模块包括第一比较器、第一偏置电流、第一开关和低功耗比较器，其中：所述第一比较器正向输入端与tpye-ii补偿模块输出端、低功耗比较器正向输入端连接，反向输入端与电感电流感应模块输出端连接，第一比较器输出端与驱动电路第三输入端连接；所述第一开关一端与第一比较器电源负极端连接，另一端与第一偏置电流连接；所述低功耗比较器正向输入端与阈值电压连接，低功耗比较器输出端与驱动电路第四输入端连接。3.根据权利要求1所述一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换电路，其特征在于，所述tpye-ii补偿模块包括误差放大器、第二开关、第三开关、第四电阻、第二电容、第二偏置电流和第三偏置电流，其中：所述误差放大器反向输入端与输出电压连接，正向输入端与基准电压连接，输出端与第二开关一端连接；所述第二开关另一端与第四电阻一端连接；所述第四电阻另一端与第二电容一端连接；所述第二电容另一端接地；所述第三开关一端与误差放大器第一直流偏置端连接，另一端与第二偏置电流连接；所述第三偏置电流与误差放大器第二直流偏置连接。4.根据权利要求1所述一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换电路，其特征在于，所述电感电流感应模块包括第五电阻、加法器和第一放大电压，其中：所述第五电阻一端与第一电感连接，另一端接地；所述加法器输入端与第五电阻连接和第一放大电压连接，输出端与第一比较器反向输
入端连接；所述第一放大电压基于负载电流的变化选取，用于放大感应电压。5.一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法，其特征在于，包括以下步骤：利用电感电流感应模块检测电感电流并进行转化，得到感应电压；利用tpye-ii补偿模块对基准电压与变换器输出反馈电压的误差进行放大，得到放大误差电压；基于比较器模块对感应电压和放大误差电压进行比较，得到占空比控制信号；基于比较器模块对预设阈值电压和放大误差电压进行比较，得到低功耗占空比控制信号；基于驱动电路对占空比控制信号或低功耗占空比控制信号进行转换，得到不交叠的两项栅控信号。6.根据权利要求5所述一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法，其特征在于，所述预设阈值电压，其获取确认步骤具体包括：获取电路中输出电压与补偿器输出的传递函数；获取电路中负载电流与开关频率的关系；基于开关频率进行参数转换，得到负载电流与补偿器输出纹波幅度的关系；基于负载电流与补偿器输出纹波幅度的关系设置阈值电压。7.根据权利要求6所述一种超低功耗的dc-dc转换器模式切换方法，其特征在于，所述负载电流与补偿器输出纹波幅度的关系的数学表达式如下：负载电流与补偿器输出纹波幅度的关系的数学表达式如下：负载电流与补偿器输出纹波幅度的关系的数学表达式如下：其中δv
e
表示补偿器输出纹波幅度，i
load
表示负载电流，δv
out
表示输出电压波纹幅度，f
sw
表示开关频率，k
z
表示一个恒定值，f
sw,ccm
表示dc-dc的电感工作在连续导通情况下的开关频率，i
l,peak
表示电感电流的峰峰值，r4表示补偿电阻，c2表示补偿电容。

技术总结
本发明公开了一种超低功耗的DC-DC转换器模式切换方法及电路，该方法包括：利用电感电流感应模块检测获取感应电压；利用Tpye-II补偿模块进行放大，得到放大误差电压；基于比较器模块分别对感应电压和放大误差电压、预设阈值电压和放大误差电压进行比较，得到占空比控制信号和低功耗占空比控制信号，然后通过驱动电路占空比控制信号进行转换，得到不交叠的两项栅控信号。该电路包括：包括过零检测电路、自适应导通时间产生模块、电感电流感应模块、驱动电路、Tpye-II补偿模块和比较器模块。通过使用本发明，能够减小多种模式的输出电压之间的误差，以更少的静态电流实现基于负载电流的自适应模式切换。本发明可广泛应用于DC-DC转换器技术领域。器技术领域。器技术领域。


技术研发人员：郭建平 谢依玲 王保创
受保护的技术使用者：中山大学
技术研发日：2023.04.20
技术公布日：2023/8/1