一种光伏反激式微型并网逆变器的非连续控制方法与流程

1.本发明涉及太阳能光伏并网逆变器技术领域，尤其是一种光伏反激式微型并网逆变器的非连续控制方法。


背景技术：

2.太阳能光伏并网逆变器目前广泛采用反激式结构，具有结构简单、稳定可靠的优点。反激式逆变器主要采用电流断续控制(dcm)和电流连续控制(bcm)方式。其中，dcm模式的控制简单，开关频率在整个公用电网半周期内保持恒定，并且开关管导通时间被正弦调制，以实现正弦输出电流波形，在输出功率较小时仍能够保持较高的效率；bcm模式具有较高的功率密度和功率转换效率，但是由于高频变压器必须瞬间消磁，因此开关频率和导通时间是可变的，具有轻载损耗大的问题。
3.为了降低逆变器的成本，提高全功率范围内并网逆变器的效率，逆变器可以根据输出功率的不同采用不同的控制策略，当轻载时使逆变器工作在dcm模式，降低逆变器的开关损耗，当输出功率较大时，使逆变器工作在bcm模式。目前在切换dcm和bcm两种模式时，采用的是不同峰值电流基准的方式，并做一条极限频率的电流基准曲线。当bcm电流基准曲线电流大于极限频率的基准曲线的电流时候，进入bcm模式；当bcm电流基准曲线电流小于极限频率的基准曲线的电流时候，进入dcm模式。dcm模式和bcm模式之间的切换没有考虑到连续性问题，会造成切换过程的波形畸变，从而导致电网输出谐波含量较高。因此需要设计一种光伏反激式微型并网逆变器的非连续控制装置，并对控制细节进行详细的计算分析，保证dcm和bcm两种模式之间的平稳过渡，降低电网谐波含量。


技术实现要素：

4.为解决dcm模式和bcm模式之间的切换没有考虑到连续性的问题，本发明的目的在于提供一种保证dcm和bcm两种模式之间的平稳过渡，降低电网谐波含量的光伏反激式微型并网逆变器的非连续控制方法。
5.为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：一种光伏反激式微型并网逆变器的非连续控制方法，该方法包括下列顺序的步骤：
6.(1)检测电网的电压电流，通过锁相环保证相位与电网相位一致，并提取电网的实时相位角θg，然后通过峰值电压检测提取电网电压的峰值u
gp
；
7.(2)检测光伏板的电压电流，实时跟踪计算得出光伏板输出的最大功率p，并检测提取光伏板的最大功率下的输出电压u
pv
；
8.(3)通过计算得出用于满足dcm模式和bcm模式之间的平稳过渡条件的切换相位角β和dcm模式下的最大占空比d；
9.(4)比较切换相位角β与实时相位角θg的关系：当0≤θg≤β或π-β≤θg≤π时，光伏反激式微型并网逆变器进入dcm模式运行；当β＜θg＜π-β时，光伏反激式微型并网逆变器进入bcm模式运行；
10.(5)在dcm模式和bcm模式运行过程中，确定dcm模式和bcm模式运行下的导通时间和关断时间，提供给开关管q作为导通关断的信号，同时根据检测的实时相位角θg生成开关管s1、s2、s3、s4的控制信号。
11.在步骤(1)中，所述电网电压的峰值u
gp
的计算公式如下：
12.ug＝u
gp
·
sin(θg)
13.式中，ug为光伏反激式微型并网逆变器的电网电压，θg为电网电压的实时相位角。
14.在步骤(2)中，光伏板的最大功率下的输出电压u
pv
的计算公式为：
[0015][0016]
式中，t
on
(θg)为开关管q的导通时间，t
off
(θg)为开关管q的关断时间，n为高频变压器t副边绕组匝数和原边绕组匝数的比值。
[0017]
所述步骤(3)具体是指：高频变压器t的原边电流通过光伏板的最大功率下的输出电压u
pv
在开关管导通时间t
on
(θg)内的原边绕组电感l1充能获得，原边电流通过高频变压器t的绕组变比全部传输到副边，得到高频变压器t原边电流峰值i
p
(θg)和副边电流峰值is(θg)为：
[0018][0019]
式中，ug为光伏反激式微型并网逆变器的电网电压，t
off
(θg)为开关管q的关断时间；n为高频变压器t副边绕组匝数和原边绕组匝数的比值；
[0020]
对于dcm模式，保证占空比呈正弦即保证输出电流平均值呈正弦，此时谐波最小，dcm模式下的占空比为：
[0021]ddcm
(θg)＝d
·
sin(θg)
[0022]
dcm模式下的导通时间t
on_dcm
(θg)和关断时间t
off_dcm
(θg)分别为：
[0023][0024]
式中，t
dcm
为dcm模式下开关周期，是一个固定量，其开关频率为：
[0025]fdcm
(θg)＝1/t
dcm
(θg)
[0026]
dcm模式下副边电流平均值为：
[0027][0028]
对于bcm模式，开关管的关断时间t
off_bcm
(θg)为：
[0029][0030]
式中，t
on_bcm
(θg)为bcm模式下开关管的开通时间；
[0031]
bcm模式下开关管开通时间和关断时间的和即是开关管周期t
bcm
(θg)，且t
bcm
(θg)是一个随相位角变化而变化的量，bcm模式下的占空比为：
[0032][0033]
bcm模式下副边电流平均值为：
[0034][0035]
bcm模式下副边平均电流最大值发生在θg＝90
°
时，同时等于并网电流的峰值i
gp
，有：
[0036][0037]
式中，t
on_bcm_max
为bcm模式下开关管的θg＝90
°
时候开通时间；i
savg_bcm_max
表示高频变压器t副边电流平均值在一个电网周期的最大值；
[0038]
通过计算得到：
[0039][0040]
式中，p为光伏板输出的最大功率；
[0041]
为保证并网电流谐波最小，bcm模式下副边平均电流需要呈正弦变化，即：
[0042]isavg_bcm
(θg)＝i
savg_bcm_max
·
sin(θg)
[0043]
计算得到bcm模式下的导通时间t
on_bcm
(θg)和关断时间t
off_bcm
(θg)分别为：
[0044]
[0045]
计算得到bcm模式下的开关管周期t
bcm
(θg)和开关管频率f
bcm
(θg)分别为：
[0046][0047]
为保证dcm和bcm两种模式在非连续状态下能够平稳过渡，减小并网电流的谐波，定义dcm模式与bcm模式在θg＝β处进行切换，则dcm模式运行在[0,β]和[π-β,π]区间范围，bcm模式运行在[β,π-β]区间范围；
[0048]
为保障dcm与bcm过度之间的连续状态，首先需要保证dcm模式输出最后一个电流峰值与bcm模式输出第一个电流峰值相等，即θg＝β处的电流峰值相等；
[0049]
dcm模式与bcm模式在θg＝β处的原边电流峰值分别为：
[0050][0051]
式中，t
on_dcm
(β)表示处于dcm模式时在θg＝β处的开关管q导通时间；t
on_bcm
(β)表示处于bcm模式时在θg＝β处的开关管q导通时间；
[0052]
由两种模式的峰值相等，计算得到：
[0053][0054]
为保障dcm模式与bcm模式过度之间的连续状态，其次需要保证dcm模式最后一个周期内的开通时间与关断时间和等于开关周期，即dcm模式最后一个开关周期进入bcm模式，也就是说dcm模式在θg＝β处的开通时间与关断时间和等于开关周期，有：
[0055]
t
on_dcm
(β)+t
off_dcm
(β)＝t
dcm
[0056]
式中，t
off_dcm
(β)表示处于dcm模式时在θg＝β处的开关管q关断时间；
[0057]
得到：
[0058][0059]
通过联立求解得到：
[0060][0061]
式中，f
dcm
表示处于dcm模式时的频率；
[0062]
当dcm和bcm两种模式的切换相位角β和dcm模式下最大占空比d满足通过联立求解得到的β和d公式的要求，即实现非连续状态的平滑过渡。
[0063]
由上述技术方案可知，本发明的有益效果为：第一，本发明解决了dcm和bcm两种模式之间的平稳过渡，保证在切换过程中不会出现突然的尖峰或者凹陷，确保输出到电网电流的正弦性；第二，本发明解决了波形尖刺问题，能够降低电网的谐波，提升了电网的电能质量；第三，本啊发明半个电网周期内在两侧相位角使用dcm模式，可解决轻载频率高，损耗大的问题，能够提升系统的综合效率。
附图说明
[0064]
图1是反激式并网逆变器的拓扑结构图；
[0065]
图2是反激式并网逆变器dcm和bcm两种模式波形图；
[0066]
图3是本发明的方法流程图。
具体实施方式
[0067]
为了保证反激并网逆变器能够在dcm和bcm两种模式之间的平稳过渡，需要满足以下两个条件：
[0068]
(1)保证dcm模式输出最后一个电流峰值与bcm模式输出第一个电流峰值相等；
[0069]
(2)保证dcm模式最后一个周期内的开通时间与关断时间和等于开关周期，即dcm模式最后一个开关周期进入bcm模式。
[0070]
如图3所示，一种光伏反激式微型并网逆变器的非连续控制方法，该方法包括下列顺序的步骤：
[0071]
(1)检测电网的电压电流，通过锁相环保证相位与电网相位一致，并提取电网的实时相位角θg，然后通过峰值电压检测提取电网电压的峰值u
gp
；
[0072]
(2)检测光伏板的电压电流，实时跟踪计算得出光伏板输出的最大功率p，并检测提取光伏板的最大功率下的输出电压u
pv
；
[0073]
(3)通过计算得出用于满足dcm模式和bcm模式之间的平稳过渡条件的切换相位角β和dcm模式下的最大占空比d；
[0074]
(4)比较切换相位角β与实时相位角θg的关系：当0≤θg≤β或π-β≤θg≤π时，光伏反激式微型并网逆变器进入dcm模式运行；当β＜θg＜π-β时，光伏反激式微型并网逆变器进入bcm模式运行；
[0075]
(5)在dcm模式和bcm模式运行过程中，确定dcm模式和bcm模式运行下的导通时间和关断时间，提供给开关管q作为导通关断的信号，同时根据检测的实时相位角θg生成开关
管s1、s2、s3、s4的控制信号。
[0076]
在步骤(1)中，所述电网电压的峰值u
gp
的计算公式如下：
[0077]
ug＝u
gp
·
sin(θg)
[0078]
式中，ug为光伏反激式微型并网逆变器的电网电压，θg为电网电压的实时相位角。
[0079]
在步骤(2)中，光伏板的最大功率下的输出电压u
pv
的计算公式为：
[0080][0081]
式中，t
on
(θg)为开关管q的导通时间，t
off
(θg)为开关管q的关断时间，n为高频变压器t副边绕组匝数和原边绕组匝数的比值。
[0082]
所述步骤(3)具体是指：高频变压器t的原边电流通过光伏板的最大功率下的输出电压u
pv
在开关管导通时间t
on
(θg)内的原边绕组电感l1充能获得，原边电流通过高频变压器t的绕组变比全部传输到副边，得到高频变压器t原边电流峰值i
p
(θg)和副边电流峰值is(θg)为：
[0083][0084]
式中，ug为光伏反激式微型并网逆变器的电网电压，t
off
(θg)为开关管q的关断时间；n为高频变压器t副边绕组匝数和原边绕组匝数的比值；
[0085]
对于dcm模式，保证占空比呈正弦即保证输出电流平均值呈正弦，此时谐波最小，dcm模式下的占空比为：
[0086]ddcm
(θg)＝d
·
sin(θg)
[0087]
式中，d为dcm模式下的最大占空比；
[0088]
dcm模式下的导通时间t
on_dcm
(θg)和关断时间t
off_dcm
(θg)分别为：
[0089][0090]
式中，t
dcm
为dcm模式下开关周期，是一个固定量，其开关频率为：
[0091]fdcm
(θg)＝1/t
dcm
(θg)
[0092]
dcm模式下副边电流平均值为：
[0093][0094]
对于bcm模式，开关管的关断时间t
off_bcm
(θg)为：
[0095][0096]
式中，t
on_bcm
(θg)为bcm模式下开关管的开通时间；
[0097]
bcm模式下开关管开通时间和关断时间的和即是开关管周期t
bcm
(θg)，且t
bcm
(θg)是一个随相位角变化而变化的量，bcm模式下的占空比为：
[0098][0099]
bcm模式下副边电流平均值为：
[0100][0101]
bcm模式下副边平均电流最大值发生在θg＝90
°
时，同时等于并网电流的峰值i
gp
，有：
[0102][0103]
式中，t
on_bcm
_
max
为bcm模式下开关管的θg＝90
°
时候开通时间；i
savg_bcm
_
max
表示高频变压器t副边电流平均值在一个电网周期的最大值；
[0104]
通过计算得到：
[0105][0106]
式中，p为光伏板输出的最大功率；
[0107]
为保证并网电流谐波最小，bcm模式下副边平均电流需要呈正弦变化，即：
[0108]isavg_bcm
(θg)＝i
savg_bcm_max
·
sin(θg)
[0109]
计算得到bcm模式下的导通时间t
on_bcm
(θg)和关断时间t
off_bcm
(θg)分别为：
[0110]
[0111]
计算得到bcm模式下的开关管周期t
bcm
(θg)和开关管频率f
bcm
(θg)分别为：
[0112][0113]
为保证dcm和bcm两种模式在非连续状态下能够平稳过渡，减小并网电流的谐波，定义dcm模式与bcm模式在相位角θg＝β处进行切换，则dcm模式运行在[0,β]和[π-β,π]区间范围，bcm模式运行在[β,π-β]区间范围；
[0114]
为保障dcm与bcm过度之间的连续状态，首先需要保证dcm模式输出最后一个电流峰值与bcm模式输出第一个电流峰值相等，即θg＝β处的电流峰值相等；
[0115]
dcm模式与bcm模式在θg＝β处的原边电流峰值分别为：
[0116][0117]
式中，t
on_dcm
(β)表示处于dcm模式时在θg＝β处的开关管q导通时间；t
on_bcm
(β)表示处于bcm模式时在θg＝β处的开关管q导通时间；
[0118]
由两种模式的峰值相等，计算得到：
[0119][0120]
为保障dcm模式与bcm模式过度之间的连续状态，其次需要保证dcm模式最后一个周期内的开通时间与关断时间和等于开关周期，即dcm模式最后一个开关周期进入bcm模式，也就是说dcm模式在θg＝β处的开通时间与关断时间和等于开关周期，有：
[0121]
t
on_dcm
(β)+t
off_dcm
(β)＝t
dcm
[0122]
式中，t
off_dcm
(β)表示处于dcm模式时在θg＝β处的开关管q关断时间；
[0123]
得到：
[0124][0125]
通过联立求解得到：
[0126][0127]
式中，f
dcm
表示处于dcm模式时的频率；
[0128]
当dcm和bcm两种模式切换的相位角β和dcm最大占空比d满足通过联立求解得到的β和d公式的要求，即实现非连续状态的平滑过渡。
[0129]
如图1所示，c是直流侧的解耦电容，q是在高频下工作的开关管，t是高频变压器，提供电隔离的同时将能量从光伏板pv转换到交流公用电网grid，l1是高频变压器t初级绕组的电感，d是反激整流二极管，c1是滤波电容，每个高频变压器t次级绕组在适当的公用电网半周期期间通过相应的开关管开关s1、s2、s3、s4进行操作，其输出电流通过滤波电感lf和滤波电容cf构成的低通滤波器注入电网。
[0130]
如图1所示，反激式并网逆变器的拓扑包含一个光伏电源吸收转化装置10，直流-直流转换单元20，直流-交流转换单元30和并网装置40。光伏电源吸收转化装置10包含光伏面板pv和直流侧的解耦电容c，直流-直流转换单元20包含在高频下工作的开关管q；提供电隔离的同时将能量从光伏面板pv转换到交流公用电网grid的高频变压器t。直流-交流转换单元30包含开关管s1、s2、s3、s4，用于每个变压器次级绕组在适当的公用电网半周期期间通过相应的开关进行操作。并网装置40包含输出滤波电感lf和滤波电容cf以及电网grid，电流通过滤波电感lf和滤波电容cf构成的低通滤波器注入电网。本发明中所有的开关管采用mos管。
[0131]
如图2所示，反激式并网逆变器在不同相位角范围内处于不同的模式。在相位角处于[0,β]和[π-β,π]区间范围内，运行在dcm模式，高频变压器t原边电流达到dcm的电流包络线，高频变压器t副边电流随之减小；在相位角处于[β,π-β]区间范围内，运行在bcm模式，高频变压器t原边电流达到bcm的电流包络线，高频变压器t副边电流同样随之减小。dcm模式和bcm模式在在θg＝β处切换，可保证两种模式之间的平滑切换。
[0132]
综上所述，本发明解决了dcm和bcm两种模式之间的平稳过渡，保证在切换过程中不会出现突然的尖峰或者凹陷，确保输出到电网电流的正弦性；本发明解决了波形尖刺问题，能够降低电网的谐波，提升了电网的电能质量；本啊发明半个电网周期内在两侧相位角使用dcm模式，可解决轻载频率高，损耗大的问题，能够提升系统的综合效率。

技术特征：
1.一种光伏反激式微型并网逆变器的非连续控制方法，其特征在于：该方法包括下列顺序的步骤：(1)检测电网的电压电流，通过锁相环保证相位与电网相位一致，并提取电网的实时相位角θ
g
，然后通过峰值电压检测提取电网电压的峰值u
gp
；(2)检测光伏板的电压电流，实时跟踪计算得出光伏板输出的最大功率p，并检测提取光伏板的最大功率下的输出电压u
pv
；(3)通过计算得出用于满足dcm模式和bcm模式之间的平稳过渡条件的切换相位角β和dcm模式下的最大占空比d；(4)比较切换相位角β与实时相位角θ
g
的关系：当0≤θ
g
≤β或π-β≤θ
g
≤π时，光伏反激式微型并网逆变器进入dcm模式运行；当β＜θ
g
＜π-β时，光伏反激式微型并网逆变器进入bcm模式运行；(5)在dcm模式和bcm模式运行过程中，确定dcm模式和bcm模式运行下的导通时间和关断时间，提供给开关管q作为导通关断的信号，同时根据检测的实时相位角θ
g
生成开关管s1、s2、s3、s4的控制信号。2.根据权利要求1所述的光伏反激式微型并网逆变器的非连续控制方法，其特征在于：在步骤(1)中，所述电网电压的峰值u
gp
的计算公式如下：u
g
＝u
gp
·
sin(θ
g
)式中，u
g
为光伏反激式微型并网逆变器的电网电压，θ
g
为电网电压的实时相位角。3.根据权利要求1所述的光伏反激式微型并网逆变器的非连续控制方法，其特征在于：在步骤(2)中，光伏板的最大功率下的输出电压u
pv
的计算公式为：式中，t
on
(θ
g
)为开关管q的导通时间，t
off
(θ
g
)为开关管q的关断时间，n为高频变压器t副边绕组匝数和原边绕组匝数的比值。4.根据权利要求1所述的光伏反激式微型并网逆变器的非连续控制方法，其特征在于：所述步骤(3)具体是指：高频变压器t的原边电流通过光伏板的最大功率下的输出电压u
pv
在开关管导通时间t
on
(θ
g
)内的原边绕组电感l1充能获得，原边电流通过高频变压器t的绕组变比全部传输到副边，得到高频变压器t原边电流峰值i
p
(θ
g
)和副边电流峰值i
s
(θ
g
)为：式中，u
g
为光伏反激式微型并网逆变器的电网电压，t
off
(θ
g
)为开关管q的关断时间；n为高频变压器t副边绕组匝数和原边绕组匝数的比值；对于dcm模式，保证占空比呈正弦即保证输出电流平均值呈正弦，此时谐波最小，dcm模式下的占空比为：d
dcm
(θ
g
)＝d
·
sin(θ
g
)
dcm模式下的导通时间t
on_dcm
(θ
g
)和关断时间t
off_dcm
(θ
g
)分别为：式中，t
dcm
为dcm模式下开关周期，是一个固定量，其开关频率为：f
dcm
(θ
g
)＝1/t
dcm
(θ
g
)dcm模式下副边电流平均值为：对于bcm模式，开关管的关断时间t
off_bcm
(θ
g
)为：式中，t
on_bcm
(θ
g
)为bcm模式下开关管的开通时间；bcm模式下开关管开通时间和关断时间的和即是开关管周期t
bcm
(θ
g
)，且t
bcm
(θ
g
)是一个随相位角变化而变化的量，bcm模式下的占空比为：bcm模式下副边电流平均值为：bcm模式下副边平均电流最大值发生在θ
g
＝90
°
时，同时等于并网电流的峰值i
gp
，有：式中，t
on_bcm
_
max
为bcm模式下开关管的θ
g
＝90
°
时候开通时间；i
savg_bcm
_
max
表示高频变压器t副边电流平均值在一个电网周期的最大值；通过计算得到：
式中，p为光伏板输出的最大功率；为保证并网电流谐波最小，bcm模式下副边平均电流需要呈正弦变化，即：i
savg_bcm
(θ
g
)＝i
savg_bcm_max
·
sin(θ
g
)计算得到bcm模式下的导通时间t
on_bcm
(θ
g
)和关断时间t
off_bcm
(θ
g
)分别为：计算得到bcm模式下的开关管周期t
bcm
(θ
g
)和开关管频率f
bcm
(θ
g
)分别为：为保证dcm和bcm两种模式在非连续状态下能够平稳过渡，减小并网电流的谐波，定义dcm模式与bcm模式在θ
g
＝β处进行切换，则dcm模式运行在[0,β]和[π-β,π]区间范围，bcm模式运行在[β,π-β]区间范围；为保障dcm与bcm过度之间的连续状态，首先需要保证dcm模式输出最后一个电流峰值与bcm模式输出第一个电流峰值相等，即θ
g
＝β处的电流峰值相等；dcm模式与bcm模式在θ
g
＝β处的原边电流峰值分别为：式中，t
on_dcm
(β)表示处于dcm模式时在θ
g
＝β处的开关管q导通时间；t
on_bcm
(β)表示处于bcm模式时在θ
g
＝β处的开关管q导通时间；由两种模式的峰值相等，计算得到：为保障dcm模式与bcm模式过度之间的连续状态，其次需要保证dcm模式最后一个周期内的开通时间与关断时间和等于开关周期，即dcm模式最后一个开关周期进入bcm模式，也
就是说dcm模式在θ
g
＝β处的开通时间与关断时间和等于开关周期，有：t
on_dcm
(β)+t
off_dcm
(β)＝t
dcm
式中，t
off_dcm
(β)表示处于dcm模式时在θ
g
＝β处的开关管q关断时间；得到：通过联立求解得到：式中，f
dcm
表示处于dcm模式时的频率；当dcm和bcm两种模式的切换相位角β和dcm模式下最大占空比d满足通过联立求解得到的β和d公式的要求，即实现非连续状态的平滑过渡。

技术总结
本发明涉及一种光伏反激式微型并网逆变器的非连续控制方法，包括：通过峰值电压检测提取电网电压的峰值U


技术研发人员：黄亚 曹子沛 陈浩
受保护的技术使用者：安徽微伏特电源科技有限公司
技术研发日：2023.06.01
技术公布日：2023/8/1