功率放大器均衡器的制作方法

功率放大器均衡器
1.相关申请的交叉引用
2.本技术要求于2021年2月2日提交的美国申请第17/165,198号的优先权，上述美国申请通过引用整体并入本文中。本发明可以涉及转让给本发明的受让人的以下专利申请，以下专利申请的内容通过引用并入本文中：
3.·
2021年2月2日提交的题为“power amplifier linearized”的序列号为17/165,493的美国专利申请。


背景技术：
(1)技术领域
4.本发明涉及电子电路，并且更具体地涉及电子放大器电路。
5.(2)背景技术
6.包括功率放大器(pa)和低噪声放大器(lna)的电子放大器用于多个电子系统特别是射频(rf)系统(例如，无线电、蜂窝电话、wifi等)中。在许多应用中，放大器特别是功率放大器的重要设计参数包括幅度-幅度调制(am-am)变化与输出功率的关系、幅度-相位调制(am-pm)变化与输出功率的关系、功率附加效率(pae)、功率以及线性度。
7.am-am转换是由于不期望的幅度变化而发生的非线性失真的量度。更特别地，am-am失真是作为输入幅度的函数的增益特性的大小的失真。输入幅度调制增益并且因此调制输出幅度。am-am失真的示例是放大器的压缩特性，其中高输入信号使增益特性偏离线性响应。增益的压缩意味着输出幅度的增加小于输入幅度的相关联增加。还可以观察增益扩展。这通常在放大器开始压缩之前发生在ab类放大器中。
8.am-pm转换是由系统的幅度变化(am)引起的一定量的不期望的相位偏差(pm)的非线性失真的量度。am-pm转换通常被定义为针对施加至放大器的输入的功率扫描中的1db增量(例如，在1db增益压缩点处)的输出相位的变化。理想的放大器在其相位响应与输入信号的功率电平之间将没有交互，并且因此具有平坦的转换曲线。
9.pae是用于评价放大器特别是功率放大器的效率的度量，该度量考虑了放大器的增益的影响。更具体地，放大器的pae是所产生的信号功率(输出功率与输入功率之间的差)与放大器的dc输入功率的比率。
10.特别地，在功率放大器中，am-am和am-pm变化与输出功率的关系对线性度和误差矢量幅度(evm)性能具有主要影响。在基于场效应晶体管(fet)的放大器中，am-pm和am-am行为受fet栅极-源极非线性电容(c
gs
)的影响。线性度和evm性能的劣化可以通过进一步远离1db压缩点(p1db)操作来降低，1db压缩点是放大器的增益从其恒定值降低1db的输出功率电平(一旦放大器到达其p1db点，放大器进入压缩并且变成非线性器件，从而产生失真、谐波以及互调产物)。然而，远低于p1db的操作显著降低了pae性能。
11.在一些集成电路(ic)fet制造技术中，只能在高电流密度下实现良好的am-am度量和am-pm度量，但是以高pae和热性能为代价。在其他ic fet制造技术中，可以在低电流密度
下实现良好的功率和pae度量，但是am-am度量和am-pm度量在靠近p1db时显著地变化。
12.还可以使用数字预失真(dpd)来改进放大器的线性度和evm性能。然而，dpd需要反馈回路和复杂的电路，这两者都引起他们自身的设计和性能问题。
13.因此，需要在放大器中实现良好的am-am度量和am-pm度量，同时实现良好的功率、pae、线性度以及evm性能。本发明解决了这种需求。


技术实现要素：

14.本发明包括用于在放大器中实现良好的am-am度量和am-pm度量同时实现良好的功率、pae、线性度以及evm性能的电路和方法。本发明的实施方式提供了新的均衡方法，该方法通过控制偏置条件(例如，偏置电压)与输出功率的关系以改变由放大器施加的am-am和am-pm分布来补偿放大器中的am-am和am-pm变化。该新颖方法适用于所有频率、技术以及单端放大器或差分放大器，特别是功率放大器(pa)。
15.差分放大器实施方式包括：第一主场效应晶体管(fet)，该第一主fet包括被配置成接收第一输入信号的栅极、提供第一放大输出信号的漏极以及耦接至电路接地的源极；第二主fet，该第二主fet包括被配置成接收第二输入信号的栅极、提供第二放大输出信号的漏极，以及耦接至电路接地的源极；以及均衡电路，该均衡电路耦接至第一fet和第二fet的相应的栅极和漏极并且被配置成生成均衡电压，该均衡电压与第二fet和第一fet的相应的漏极处存在的功率电平成比例地改变到相应的第一fet和第二fet的栅极的偏置电压。均衡电路的实施方式包括：第一均衡晶体管，该第一均衡晶体管包括耦接至第一主fet的漏极的漏极、耦接至第二主fet的栅极的源极以及被配置成耦接至第一偏置电压源的栅极；以及第二均衡晶体管，该第二均衡晶体管包括耦接至第二主fet的漏极的漏极、耦接至第一主fet的栅极的源极以及被配置成耦接至第一偏置电压源的栅极。
16.单端放大器实施方式包括：主fet，该主fet包括被配置成接收输入信号的栅极、提供放大输出信号的漏极、以及耦接至电路接地的源极；以及均衡电路，该均衡电路耦接至主fet的栅极和漏极并且被配置成生成均衡电压，该均衡电压与主fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到主fet的栅极的偏置电压。均衡电路的实施方式包括晶体管，该晶体管包括耦接至主fet的漏极的漏极、耦接至主fet的栅极的源极以及被配置成耦接至偏置电压源的栅极，均衡晶体管被配置成生成均衡电压。
17.本发明的实施方式还可以提供新的线性化方法，该方法通过对输入信号(例如射频信号)进行预处理来改变输入信号的am-pm分布，以补偿(本质上反转)由耦合放大器施加的am-pm分布，从而补偿放大器中的am-pm变化。
18.在包含线性化电路的实施方式中，该线性化电路包括：反射式混合耦合器，该反射式混合耦合器被配置成接收要被线性化的输入信号，该输入信号具有第一am-pm分布；第一反射式调制器件，该第一反射式调制器件耦接至反射式混合耦合器的直通端口；以及第二反射式调制器件，该第二反射式调制器件耦接至反射式混合耦合器的耦合端口，其中，第一反射式调制器件和第二反射式调制器件将输入信号的第一am-pm分布修改为具有第二am-pm分布的经修改的输出信号，该第二am-pm分布被成形为补偿由另一器件(例如，单端放大器或差分放大器)施加在经修改的输出信号上的第三am-pm分布。
19.本发明的一个或更多个实施方式的细节在以下附图和描述中进行阐述。本发明的
其他特征、目的以及优点将从描述和附图以及从权利要求书中变得明显。
附图说明
20.图1a是利用根据本发明的均衡电路的差分放大器的第一实施方式的示意图。
21.图1b是图1a的差分放大器的示意图，示出了根据本发明的均衡电路的一个实施方式的细节。
22.图2是利用根据本发明的均衡电路的差分放大器的第二实施方式的示意图。
23.图3是利用根据本发明的修改的均衡电路的差分放大器的第三实施方式的示意图。
24.图4a是其中一个或更多个放大器元件利用根据本发明的均衡电路的2级平衡差分放大器电路的示例。
25.图4b是针对图4a中所示类型的2级平衡差分放大器电路的建模实施方式的作为输出功率的函数的v
gs
(如图1b中所示)的曲线图。
26.图4c是针对图4a中所示类型的2级平衡差分放大器电路的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-am度量的曲线图。
27.图4d是针对图4a中所示类型的2级平衡差分放大器电路的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-pm度量的曲线图。
28.图5a是其中放大器元件中的一个或更多个利用根据本发明的均衡电路的2级差分放大器电路的示例。
29.图5b是针对图5a中所示类型的2级差分放大器电路的建模实施方式的作为输出功率的函数的v
gs
(如图1b中)的曲线图。
30.图5c是针对图5a中所示类型的2级差分放大器电路的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-am度量的曲线图。
31.图5d是针对图5a中所示类型的2级差分放大器电路的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-pm度量的曲线图。
32.图6a是利用根据本发明的修改的均衡电路的单端放大器的一个实施方式的示意图。
33.图6b是针对图6a中所示类型的包括均衡电路的单端放大器电路的建模实施方式的作为输出功率的函数的v
gs
(如图1b中)的曲线图。
34.图6c是针对图6a中所示类型的包括均衡电路的单端放大器电路的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-am度量的曲线图。
35.图6d是针对图6a中所示类型的包括均衡电路的单端放大器电路的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-pm度量的曲线图。
36.图7a是使用反射式混合耦合器和非线性终端电路的线性化电路的一个实施方式的示意图。
37.图7b是使用非线性终端电路的特定示例的图7a的线性化电路的示意图。
38.图8a是针对反射式混合耦合器和非线性终端电路的建模实施方式的am到pm变化与输入功率p
in
的关系的曲线图，示出了旨在对由放大器生成的正斜率分布进行补偿的负斜率的改变的am-pm分布。
39.图8b是针对反射式混合耦合器和非线性终端电路的建模实施方式的am到am变化与输入功率p
in
的关系的曲线图，表明组合电路不表现出损失，而是表现出小增益。
40.图9a是针对单独的放大器的以及一起操作的反射式混合耦合器和非线性终端电路以及耦合放大器的建模实施方式的am到pm变化与输入功率p
in
的关系的曲线图。
41.图9b是针对单独的放大器的以及一起操作的反射式混合耦合器和非线性终端电路以及耦合放大器的建模实施方式的am到am变化与输入功率p
in
的关系的曲线图。
42.图10示出了包括不同的无线通信系统的示例性现有技术无线通信环境，并且可以包括一个或更多个移动无线设备。
43.图11是可以用于诸如蜂窝电话的无线设备中并且可以有益地结合本发明的实施方式以提高性能和功率效率的收发器的框图。
44.图12是示出对来自差分放大器的输出进行均衡的一种方法的处理流程图。
45.图13是示出对来自单端放大器的输出进行均衡的一种方法的处理流程图。
46.图14是示出对来自放大器的具有第一幅度-相位调制(am-pm)分布的输出进行线性化的一种方法的处理流程图。
47.各个附图中相同的附图标记和名称指示相同的元件。
具体实施方式
48.均衡器电路实施方式
49.本发明的一个方面包括用于在放大器中实现良好的am-am度量和am-pm度量同时实现良好的功率、pae、线性度以及evm性能的电路和方法。本发明的实施方式提供了新的均衡方法，该方法通过控制偏置条件(例如，偏置电压)与输出功率的关系以改变由放大器施加的am-am和am-pm分布来补偿放大器中的am-am和am-pm变化。该新颖方法适用于所有频率、技术以及单端放大器或差分放大器，特别是功率放大器(pa)。
50.图1a是利用根据本发明的均衡电路102的差分放大器100的第一实施方式的示意图。在所示的示例中，差分放大器100包括正支路和负支路(注意，与元件标记相关联的加号和减号表示相关联的支路，而不表示电极性)。差分放大器100的每个支路包括主场效应晶体管(fet)m0+、m0-，主场效应晶体管可以是例如mosfet。主fet m0+、m0-具有耦接至源电压v
dd
的相应的漏极和耦接至电路接地的相应的源极。主fet m0+、m0-的栅极由栅极-源极电压v
gs
偏置，该栅极-源极电压v
gs
最初由来自相应的栅极电阻器r+、r-所串联耦接的相应的电压源104a、104b的电压v
ext
生成。施加至主fet m0+、m0-的栅极的差分输入信号(例如rf
in
+和rf
in-)被放大并且作为差分输出信号(例如rf
out
+和rf
out-)输出。
51.对于差分放大器100，均衡电路102的实施方式包括连接在差分放大器100的主fet m0+、m0-的栅极和漏极两端的小型交叉耦接共栅极(cccg)晶体管。cccg晶体管感测通过主fet m0+、m0-的功率电平并且允许与该功率电平成比例的小dc电流流过cccg晶体管。该dc电流通过主fet m0+、m0-的栅极电阻器流至电路接地，从而生成均衡电压，该均衡电压与所感测到的功率电平成比例地改变到主fet m0+、m0-的栅极的偏置电压。因此，主fet m0+、m0-的增益随着通过主fet m0+、m0-的功率电平增加而增加，从而产生1db压缩点(p1db)的改进，并且产生放大器的pae、am-am度量和am-pm度量的改进。如下所述，均衡电路102还可以适于向单端放大器架构提供均衡。
52.cccg晶体管的尺寸通常应被确定为能够生成与流过放大器的主fet的功率电平成比例的少量校正dc电流，而不会对放大器的性能产生不利影响。例如，cccg晶体管的尺寸可以被确定为小于或等于主fet尺寸的约六分之一。然而，可以将cccg晶体管与主fet的其他尺寸比率适当地用于特定应用。
53.图1b是图1a的差分放大器100的示意图，示出了根据本发明的均衡电路102的一个实施方式的细节。所示的均衡电路102包括第一cccg均衡晶体管m
eq
+和第二cccg均衡晶体管m
eq-，第一cccg均衡晶体管和第二cccg均衡晶体管可以是例如mosfet。均衡电路偏置电压源106通过相应的电阻器r
eq
+和r
eq-向晶体管m
eq
+和m
eq-的栅极提供偏置电压v
eq
。为了为晶体管m
eq
+和m
eq-的栅极提供高品质因数ac接地，电阻器r
eq
+和r
eq-优选地相对较大(例如，5k欧姆)。可以通过将v
eq
设置成所选值来控制由均衡电路102提供的均衡器效果的水平。如特定实施方式可能需要的，均衡电路偏置电压源106可以被设置成提供用于v
eq
的固定电压，或者可以提供用于v
eq
的可选(包括动态确定的)电压。在一些实施方式中，可以分别为第一cccg均衡晶体管m
eq
+和第二cccg均衡晶体管m
eq-提供单独的第一均衡电路偏置电压源和第二均衡电路偏置电压源(未示出)。
54.在一些实施方式中，晶体管m
eq
+和m
eq-的栅极可以通过电容器c
eq
耦接。在替选实施方式中，每个晶体管m
eq
+、m
eq-的栅极可以通过相应的分流电容器c
eq
+、c
eq-耦接至电路接地，而省略电容器c
eq
。任一电容器配置在晶体管m
eq
+和m
eq-的栅极处提供rf接地。使用单个差分电容器c
eq
比使用双电容器c
eq
+、c
eq-更紧凑，但是可以使用任一配置。将晶体管m
eq
+和m
eq-的栅极rf接地的主要目的是提供更好的rf到dc转换。
55.在所示示例中，晶体管m
eq
+的漏极耦接至主fet m0-的漏极并且晶体管m
eq
+的源极耦接至主fet m0+的栅极。类似地，晶体管m
eq-的漏极耦接至主fet m0+的漏极并且晶体管m
eq-的源极耦接至主fet m0-的栅极。cccg晶体管m
eq
+和m
eq-的交叉耦接有助于校正差分放大器100的正支路与负支路之间的不平衡，例如，如果使用平衡-不平衡转换器将单端接地参考输入信号(例如，rf
in
)转换为差分平衡rf信号(例如，rf
in
+和rf
in-)，可能发生这种不平衡。
56.在操作中，cccg晶体管m
eq
+和m
eq-的偏置栅极允许相应的小的dc均衡器电流i
eq-、i
eq
+从交叉耦接的主fet m0-、m0+的相应的漏极流至cccg晶体管m
eq
+和m
eq-的相应的源极。均衡器电流i
eq
+、i
eq-与相应耦接的主fet m0+、m0-的输出功率成比例。由于cccg晶体管m
eq
+和m
eq-的源极分别耦接至主fet m0+、m0-的栅极，因此小dc均衡器电流i
eq-、i
eq
+通过相应的栅极电阻器r+、r-流至电路接地，从而生成均衡电压，该均衡电压与由cccg晶体管m
eq
+、m
eq-感测到的功率电平成比例地改变施加至主fet m0+、m0-的相应的栅极的偏置电压v
gs
。因此，主fet m0+、m0-的增益随着通过主fet m0+、m0-的功率电平增加而增加，从而产生1db压缩点(p1db)的改进，并且产生差分放大器100的pae、am-am以及am-pm度量的改进。
57.均衡电路102可以与其他放大器架构结合使用。例如，图2是利用根据本发明的均衡电路102的差分放大器200的第二实施方式的示意图。为了允许用于v
dd
的更高电压，差分放大器200的每个支路包括串联耦接至主fet m0+、m0-的漏极的一个或更多个晶体管m1+至
…
mn+和ml
‑…
mn-的相应堆叠，其中“n”是添加的晶体管m1+至
…
mn+、ml
‑…
mn-的堆叠高度。在所示示例中，晶体管m1+至
…
mn+、ml
‑…
mn-的栅极通过相应的电容器c1…cn
耦接。均衡电路102如以上关于图1b所描述的进行操作。
58.作为替选放大器架构的另一示例，图3是利用根据本发明的修改的均衡电路302的差分放大器300的第三实施方式的示意图。差分放大器300的每个支路包括串联耦接至主fet m0+、m0-的漏极的两个附加晶体管m1+、m2+和m1-、m2-的相应堆叠。堆叠晶体管m1+、m2+和m1-、m2-的栅极通过相应的电容器c1、c2耦接。在所示示例中，均衡电路302具有与图1b和图2的均衡电路102类似的配置，但是连接至堆叠晶体管m1+和m1-的漏极。此外，为了适应堆叠晶体管m1+和m1-的相应漏极处的较高电压，图1b的第一cccg晶体管m
eq
+和第二cccg晶体管m
eq-可以实现为cccg晶体管的堆叠，在这种情况下，m
eq1
+和m
eq2
+耦接在堆叠晶体管m1-的漏极与主fet m0+的栅极之间，并且m
eq1-和m
eq2-耦接在堆叠晶体管m1+的漏极与主fet m0-的栅极之间。cccg晶体管的堆叠中的每个级可以具有其自身的偏置电路304a、304b，该偏置电路304a、304b可以类似于图2中所示的包括电容器c
eq
、电阻器r
eq
+和r
eq-以及偏置电压v
eq
的偏置电路。应当理解，修改的均衡电路302至其他堆叠晶体管(例如，m2+、m2-)的漏极的耦接可以结合还需要增加cccg晶体管的堆叠高度n(例如，每m
eq
堆叠3个晶体管)的电位来实现。
59.值得注意的是，差分放大器100、差分放大器200、差分放大器300可以是例如lna或pa。如下面描述的图4a和图5a中进一步示出的，均衡电路102、均衡电路302可以与差分放大器架构或平衡差分放大器架构一起使用。在替选实施方式中，如下面描述的图6a中进一步示出的，均衡电路102、均衡电路302可以适于与单端放大器架构一起使用。
60.均衡器电路实施方式——示例和结果
61.图4a是2级平衡差分放大器电路400的示例，在该电路中，一个或更多个放大器元件利用根据本发明的均衡电路。在所示示例中，常规功率分配器402被配置成接收输入信号rf
in
，并且向平衡差分放大器电路400的两个支路提供近似相等的功率输入信号。每个支路包括被配置成从功率分配器402接收相应的功率输入信号的第一平衡-不平衡转换器404a、404b。第一平衡-不平衡转换器404a、404b将接收到的功率输入信号从单端信号转换为差分平衡信号。
62.耦接至第一平衡-不平衡转换器404a、404b的是相应的第一级差分放大器406a、406b，第一级差分放大器将放大的差分信号提供给相应的第二平衡-不平衡转换器408a、408b。第二平衡-不平衡转换器408a、408b耦接至相应的第二级差分放大器410a、410b。第二平衡-不平衡转换器408a、408b用于使第一级差分放大器406a、406b的偏置更容易，为第一级差分放大器406a、406b提供负载并且提供从第一级差分放大器406a、406b至第二级差分放大器410a、410b的阻抗变换。
63.第二级差分放大器410a、410b将放大的差分信号提供给相应的第三平衡-不平衡转换器412a、412b，第三平衡-不平衡转换器412a、412b将接收到的放大的差分信号转换为单端信号。常规组合器电路414耦接至第三平衡-不平衡转换器412a、412b并且输出组合的放大信号rf
out
。
64.差分放大器对406a、406b和/或410a、410b的至少一级包括根据本公开内容的教导的均衡电路102，并且所有差分放大器406a、406b、410a、410b可以包括根据本公开内容的教导的均衡电路102。应当清楚，可以添加附加级。
65.图4b是针对图4a中所示类型的2级平衡差分放大器电路400的建模实施方式的作为输出功率的函数的v
gs
(如图1b中所示)的曲线图。曲线420示出了针对在没有均衡电路的
情况下的放大器电路400的实施方式的作为输出功率的函数的v
gs
的变化，而曲线422示出了针对其中每个第二级差分放大器410a、410b包括均衡电路102的放大器电路400的实施方式的作为输出功率的函数的v
gs
的变化。随着功率增加，当存在均衡电路102时，v
gs
上升得更多，表示均衡器电流i
eq-、i
eq
+(参见图1b)也与功率输出成比例地增加。
66.图4c是针对图4a中所示类型的2级平衡差分放大器电路400的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-am度量的曲线图。曲线430示出了针对在没有均衡电路的情况下的放大器电路400的实施方式的作为输出功率的函数的am-am度量的变化，而曲线432示出了针对其中每个差分放大器406a、406b、410a、410b包括均衡电路102的放大器电路400的实施方式的作为输出功率的函数的am-am度量的变化。随着功率增加，当存在均衡电路102时，am-am度量总体上整体更平坦。
67.图4d是针对图4a中所示类型的2级平衡差分放大器电路400的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-pm度量的曲线图。曲线440示出了针对在没有均衡电路的情况下的放大器电路400的实施方式的作为输出功率的函数的am-pm度量的变化，而曲线432示出了针对其中每个差分放大器406a、406b、410a、410b包括均衡电路102的放大器电路400的实施方式的作为输出功率的函数的am-pm度量的变化。随着功率增加，当存在均衡电路102时，am-pm度量整体平坦得多。
68.此外，针对图4a中所示类型的2级平衡差分放大器电路400的建模实施方式，当与没有均衡电路102的情况下的那些测量相比存在均衡电路102时，p1db增加约0.7dbm并且p1db处的pae增加约2个百分点。
69.图5a是2级差分放大器电路500的示例，在该电路中，放大器元件中的一个或更多个利用根据本发明的均衡电路。放大器电路500总体上类似于图4a中所示的2级平衡差分放大器电路400的一个支路。在所示示例中，第一平衡-不平衡转换器504被配置成接收输入信号rf
in
，并且将接收到的输入信号从单端信号转换为差分平衡信号。耦接至第一平衡-不平衡转换器504的是第一级差分放大器506，该第一级差分放大器将放大的差分信号提供给第二平衡-不平衡转换器508。第二平衡-不平衡转换器508耦接至第二级差分放大器510。第二平衡-不平衡转换器508用于使第一级差分放大器506的偏置更容易，为第一级差分放大器506提供负载并且提供从第一级差分放大器506至第二级差分放大器510的阻抗变换。第二级差分放大器510将放大的差分信号提供给第三平衡-不平衡转换器512，该第三平衡-不平衡转换器将接收到的放大的差分信号转换为作为2级差分放大器电路500的输出rf
out
的单端信号。
70.差分放大器506和/或差分放大器510的至少一级包括根据本公开内容的教导的均衡电路102，并且差分放大器506、差分放大器510二者可以包括根据本公开内容的教导的均衡电路102。应当清楚，可以添加附加级。
71.图5b是针对图5a中所示类型的2级差分放大器电路500的建模实施方式的作为输出功率的函数的v
gs
(如图1b中)的曲线图。曲线520示出了针对在没有均衡电路的情况下的放大器电路500的实施方式的作为输出功率的函数的v
gs
的变化，而曲线522示出了针对其中第二级差分放大器510包括均衡电路102的放大器电路500的实施方式的作为输出功率的函数的v
gs
的变化。随着功率增加，当存在均衡电路102时，v
gs
上升得更多，表示均衡器电流i
eq-、i
eq
+(参见图1b)也与功率输出成比例地增加。
72.图5c是针对图5a中所示类型的2级差分放大器电路500的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-am度量的曲线图。曲线530示出了针对在没有均衡电路的情况下的放大器电路500的实施方式的作为输出功率的函数的am-am度量的变化，而曲线532示出了针对其中每个差分放大器506、510包括均衡电路102的放大器电路500的实施方式的作为输出功率的函数的am-am度量的变化。随着功率增加，当存在均衡电路102时，am-am度量整体平坦得多。
73.图5d是针对图5a中所示类型的2级差分放大器电路500的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-pm度量的曲线图。曲线540示出了针对在没有均衡电路的情况下的放大器电路500的实施方式的作为输出功率的函数的am-pm度量的变化，而曲线542示出了针对其中每个差分放大器506、510包括均衡电路102的放大器电路500的实施方式的作为输出功率的函数的am-pm度量的变化。随着功率增加，当存在均衡电路102时，am-pm度量总体上整体更平坦。
74.此外，针对图5a中所示类型的2级差分放大器电路500的建模实施方式，当与没有均衡电路102的情况下的那些测量相比存在均衡电路102时，p1db增加约7.4dbm并且p1db处的pae增加约14.3个百分点。
75.图6a是利用根据本发明的修改的均衡电路602的单端放大器600的一个实施方式的示意图。在所示示例中，单端放大器600包括主场效应晶体管(fet)m0，该主场效应晶体管可以是例如mosfet。主fet m0具有耦接至源电压v
dd
的漏极和耦接至电路接地的源极。主fet m0的栅极由栅极-源极电压v
gs
偏置，该栅极-源极电压v
gs
最初由来自栅极电阻器r所串联耦接的电压源604的电压v
ext
生成。单端放大器600包括串联耦接至主fet m0的漏极的两个附加晶体管m1、m2的堆叠。堆叠晶体管m1、m2的栅极通过相应的电容器c1、c2耦接至电路接地。施加至主fet m0的栅极的输入信号(例如，rf
in
)被放大并且作为rf
out
输出。应当清楚，附加晶体管的堆叠高度可以是任何期望的数目(包括零)，并且可以连结单端放大器600的多个级以形成多级单端放大器电路。
76.所示均衡电路602包括cccg均衡晶体管m
eq
，该cccg均衡晶体管可以是例如mosfet。均衡电路偏置电压源606通过电阻器r
eq
向晶体管m
eq
的栅极提供偏置电压v
eq
。可以通过将v
eq
设置为所选值来控制由均衡电路602提供的均衡器效果的水平。如特定实施方式可能需要的，均衡电路偏置电压源606可以被设置成提供用于v
eq
的固定电压，或者可以提供用于v
eq
的可选(包括动态确定的)电压。在一些实施方式中，可以由具有适当偏置的fet的堆叠代替均衡晶体管m
eq
。
77.晶体管m
eq
的栅极通过分流电容器c
eq
耦接至电路接地。晶体管m
eq
的漏极耦接至主fet m0的漏极，并且晶体管m
eq
的源极耦接至主fet m0的栅极。
78.注意，cccg晶体管m
eq
虽然技术上在与主fet m0并联的共栅极配置中，但是由于fet m
eq
的尺寸被确定成比fet m0的尺寸小得多并且共栅极配置的增益比共源极m0 fet的增益小得多，因此对rf输入信号rf
in
的放大没有任何显著量的贡献。该说明也适用于上述差分放大器配置。
79.在操作中，cccg晶体管m
eq
的偏置栅极允许相应的小dc均衡器电流i
eq
从主fet m0的漏极流至cccg晶体管m
eq
的源极。均衡器电流i
eq
与耦接的主fet m0的输出功率成比例。由于cccg晶体管m
eq
的源极耦接至主fet m0的栅极，因此小dc均衡器电流i
eq
通过栅极电阻器r
流至电路接地，从而生成均衡电压，该均衡电压与由cccg晶体管m
eq
感测到的功率电平成比例地改变施加至主fet m0的栅极的偏置电压v
gs
。因此，主fet m0的增益随着通过主fet m0的功率电平增加而增加，从而产生1db压缩点(p1db)的改进，并且产生单端放大器600的pae、am-am以及am-pm度量的改进。
80.图6b是针对图6a中所示类型的包括均衡电路602的单端放大器电路600的建模实施方式的作为输出功率的函数的v
gs
(如图1b中)的曲线图。注意，曲线622实际上是表示针对3个不同的频率(在该示例中为26ghz、28ghz以及30ghz)的作为输出功率的函数的v
gs
的3条不同的(但是重叠的)曲线。随着功率增加，当存在均衡电路602时，v
gs
上升，表示均衡器电流i
eq
(参见图6a)也与功率输出成比例地增加。图6b示出了作为输出功率的函数的v
gs
的增加本质上与频率无关。
81.图6c是针对图6a中所示类型的包括均衡电路602的单端放大器电路600的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-am度量的曲线图。曲线632a示出了30ghz下的作为输出功率的函数的am-am度量的变化。曲线632b示出了28ghz下的作为输出功率的函数的am-am度量的变化。曲线632c示出了26ghz下的作为输出功率的函数的am-am度量的变化。图6c示出了作为输出功率变化的函数的am-am度量的变化随着带宽变化非常稳定。
82.图6d是针对图6a中所示类型的包括均衡电路602的单端放大器电路600的建模实施方式的作为输出功率的函数的am-pm度量的曲线图。曲线642a示出了30ghz下的作为输出功率的函数的am-am度量的变化。曲线642b示出了28ghz下作为的输出功率的函数的am-am度量的变化。曲线642c示出了26ghz下的作为输出功率的函数的am-am度量的变化。图6d示出了作为输出功率变化的函数的am-am度量的变化随着带宽变化非常稳定。
83.此外，针对图6a中所示类型的单端放大器电路600的建模实施方式，在p1db处的pae约为48％，在8db回退处的pae约为19％，并且在p1db处的am-pm约为4度，所有的度量都是极好的。
84.线性化电路实施方式
85.本发明的另一方面包括提供新的线性化方法的电路和方法，该线性化方法通过对输入信号(例如，射频(rf)信号)进行预处理来改变输入信号的am-pm分布以补偿(本质上反转)由耦合放大器施加的am-pm分布，从而补偿放大器中的am-pm变化。
86.新的线性化方法通过反射式混合耦合器的输入端口耦合输入信号，该反射式混合耦合器具有各自以fet端接的直通端口和耦合端口。fet可以是例如n型增强mosfet。反射式混合耦合器的输出端口(也称为“隔离”端口)连接至具有一个或更多个放大级的放大器(例如，功率放大器)的输入端。
87.图7a是使用反射式混合耦合器700和非线性终端(termination)电路702的线性化电路的一个实施方式的示意图。如本领域中已知的，反射式混合耦合器是四端口器件(输入、直通、耦合、隔离)，该反射式混合耦合器可以用于以输出端口之间的所得的90
°
相移均等地分配输入信号，或者用于在保持端口之间的高隔离的同时组合两个信号。反射式混合耦合器也被称为正交混合耦合器，因为施加至任何输入端的信号将产生相隔90
°
的两个相等幅度的信号。
88.在所示示例中，输入信号(在该示例中示出为rf输入信号rf
in
)耦合至反射式混合耦合器700的输入端口in。输入信号的一半功率(-3db)流至直通端口dir，而输入信号的另
一半功率(-3db)流至耦合端口cpld。如所指示的，直通端口dir和耦合端口cpld具有90
°
的相位差。反射式混合耦合器700的输出端口out向放大器704的输入端提供具有修改的am-pm分布的输出信号(在该示例中示出为rf输出信号rf
out
)。放大器704可以包括一个或更多个放大器级706_1至706_n并且输出具有补偿am-pm分布的放大信号(在该示例中示出为rf输出信号rf
out
')。放大器704可以是例如lna或pa，并且可以例如具有单端、差分或平衡差分架构。
89.在反射式混合耦合器700内，输入信号被分配为分别行进至直通端口dir和耦合端口cpld的直通信号和耦合信号，该直通端口dir和耦合端口cpld耦接至非线性终端电路702。非线性终端电路702的特征在于其包括具有通过改变(调制)来自直通信号和耦合信号的输入电压v
gs
而调制的固有非线性特性的器件(例如，n型增强mosfet)。此外，由于这样的器件通常具有非线性栅级-源级电容c
gs
，因此该非线性度增加至fet的整体非线性度。
90.可以使用具有这样的特性的各种这样的基于fet的电路。例如，图7b是使用非线性终端电路702的特定示例的图7a的线性化电路的示意图。更特别地，耦合端口cpld通过dc阻挡电容器cc耦接至反射式调制器件的控制端子；在所示的示例中，反射式调制器件是fet mc，并且控制端子是fet mc的栅极。类似地，直通端口dir通过dc阻挡电容器cd耦接至反射式调制器件的控制端子；在所示的示例中，反射式调制器件是fet md，并且控制端子是fet md的栅极。在所示的示例中，偏置电压v
gs
经由相应的栅极电阻器rc、rd被施加至每个fet mc、fet md的栅极，并且每个fet mc、fet md的漏极通过相应的负载电感器lc、ld耦接至漏极-源极偏置电压源v
ds
(例如，+1v)。在替选实施方式中，fet mc、fet md二者的漏极可以通过公共负载电感器耦接至漏极-源极偏置电压源v
dd
。
91.负载电感器lc和ld不仅分别将电流传递至fet mc和fet md，而且还分别为fet mc和fet md提供高漏极阻抗。在一些应用中，fet mc和fet md的漏极阻抗可以在约0.5nh至约2nh的范围内。在许多应用中，负载电感器将在足够高的频率下工作，使得负载电感器可以被制造为ic部件而不是片外部件。也可以使用如可熔链接或激光修整这样的技术来设置或者调整负载电感器。负载电感器也可以是数字可编程的，例如在2015年11月24日发布的题为“method and apparatus for use in tuning reactance in an integrated circuit device”的美国专利第9,197,194号中所教导的，该美国专利转让给本发明的受让人并且通过引用并入于此。
92.当耦合信号到达fet mc的栅极时，该信号被fet mc调制。fet mc的高漏极阻抗(由于负载电感器lc)使得耦合信号直接反射回out端口。类似地，当直通信号到达fet md的栅极时，该信号被fet md调制。fet md的高漏极阻抗(由于负载电感器ld)使得直通信号经由反射式混合耦合器700内的耦合反射回out端口。然后来自out端口的组合反射信号(在该示例中为rf
out
)流至放大器704的输入端。
93.注意，因为fet mc、fet md是非线性器件，所以反射回反射式混合耦合器700的out端口的信号将具有由非线性fet生成的改变的am-pm分布。与由放大器704施加的am-pm分布相比，输入信号(在该示例中为rf
in
)通过反射式混合耦合器700的往返行程本质上反转了输入信号的am-pm分布。因此，当输入信号的改变的am-pm分布被施加至放大器704时，放大器704将生成修改的输出信号(在该示例中为rf
out
')，其中，来自非线性终端电路702的改变的am-pm分布基本上补偿了由放大器704施加的am-pm分布，从而产生最终输出信号的更平坦
的am-pm分布。因此，来自非线性终端电路702的am-pm补偿改进了evm度量，并且允许放大器704的操作更接近其实现更高效率的p1db点。
94.应当注意，可以使用其他非线性终端电路702来代替图7b中所示的特定电路。例如，可以由串联耦接的fet的堆叠来代替单个fet mc、fet md中的一个或两个，以承受更高的电压v
ds
。可以以各种已知的方式偏置fet mc、fet md，并且阻抗匹配网络可以放置在电容器cc和cd中的一个或两个之前或之后。fet mc可以与fet md不同(例如，相对于尺寸)。fet mc的偏置和/或匹配网络可以与fet md的偏置或匹配网络不同。在一些实施方式中，fet mc和fet md可以被配置为共栅级fet放大器结构，在该共栅级fet放大器结构中，输入电压调制v
gs
，并且因此调制c
gs
。
95.图8a是针对反射式混合耦合器700和非线性终端电路702的建模实施方式的am到pm变化与输入功率p
in
的关系的曲线图，示出了旨在对由放大器704生成的正斜率分布进行补偿的负斜率的改变的am-pm分布802(例如，预失真曲线)。注意，通过调整图7b中所示电路中的v
gs
、v
ds
和/或负载电感器lc、ld，以及/或者通过重新调整fet mc和/或fet md的尺寸并且重新调谐v
gs
，可以调整改变的am-pm分布802的形状以满足特定的应用。
96.图8b是针对反射式混合耦合器700和非线性终端电路702的建模实施方式的am到am变化与输入功率p
in
的关系的曲线图，示出了组合电路不表现出损失，而是表现出小增益。增益是因为fet mc、fet md也表现为放大器。在一个建模实施方式中，增益约为0.2db。本发明的益处在于，由于am-am分布也轻微预失真，因此可以利用该改进以进一步扩展放大器704的1db压缩点(p1db)。
97.图9a是针对单独的放大器704(曲线902)的以及一起操作的反射式混合耦合器700和非线性终端电路702以及耦合放大器704(曲线904)的建模实施方式的am到pm变化与输出功率p
out
的关系的曲线图。如曲线图所指示的，当反射式混合耦合器700和非线性终端电路702就位并且可操作时，am-pm度量更平坦，并且因此更好。因此，evm度量将得到改进，并且因此允许放大器704的操作更接近其p1db点，从而实现放大器704的更高效率。
98.图9b是针对单独的放大器704(曲线912)的以及一起操作的反射式混合耦合器700和非线性终端电路702以及耦合放大器704(曲线914)的建模实施方式的am到am变化与输出功率p
out
的关系的曲线图。如曲线图所指示的，在对am-am分布几乎没有不期望的影响的情况下，实现了对来自放大器704的最终输出信号的修改的am-pm分布的改进。
99.更一般地，本发明的实施方式包括：反射式混合耦合器，该反射式混合耦合器被配置成接收要被线性化的输入信号，该输入信号具有第一非线性失真分布(例如，am-pm分布和/或am-am分布)；以及非线性终端电路，该非线性终端电路耦接至反射式混合耦合器并且被配置成将修改的输入信号反射回来通过反射式混合耦合器作为输出信号，该输出信号具有第二非线性失真分布。第二非线性失真分布可以被成形为补偿由诸如放大器的其他器件施加在输出信号上的第三非线性失真分布。
100.替选实施方式
101.应当理解，图7的线性化电路可以与利用上述类型的均衡电路102、602的放大器结合使用。因此，例如，使用反射式混合耦合器700和非线性终端电路706的线性化电路可以用于改变输入信号的am-pm分布，以补偿(本质上反转)由利用均衡电路102、602的耦合放大器施加的am-pm分布，耦合放大器可以是(仅作为示例)差分放大器100、差分放大器200、差分
放大器300、多级平衡差分放大器电路400、多级差分放大器电路500或单端放大器电路600(单级或多级)。
102.系统方面
103.本发明的实施方式在各种较大电路和系统中是有用的，用于执行一系列功能，包括(但不限于)rf功率放大器和rf lna。这样的功能在各种应用中例如无线电系统(包括蜂窝无线电系统)、雷达系统(包括相控阵和汽车雷达系统)以及测试设备是有用的。
104.无线电系统的用途包括使用各种技术和协议的无线rf系统(包括基站、中继站以及手持收发器)，这些技术和协议包括各种类型的正交频分复用(“ofdm”)、正交幅度调制(“qam”)、码分多址(“cdma”)、时分多址(“tdma”)、宽带码分多址(“w-cdma”)、全球移动通信系统(“gsm”)、长期演进(“lte”)、5g和wifi(例如，802.11a、802.11b、802.11g、802.11ac、802.11ax)以及其他无线电通信标准和协议。
105.作为无线rf系统用途的示例，图10示出了包括不同无线通信系统1002和1004的示例性现有技术无线通信环境1000，并且可以包括一个或更多个移动无线设备1006。
106.无线设备1006能够使用上述电信协议中的一个或更多个与多个无线通信系统1002、1004通信。无线设备1006还能够与诸如导航卫星(例如gps)和/或电信卫星的一个或更多个卫星1008通信。无线设备1006可以在外部和/或内部配备有多个天线，用于在不同频率上操作和/或提供分集以对抗有害的路径效应，例如衰落和多径干扰。无线设备1006可以是蜂窝电话、个人数字助理(pda)、支持无线的计算机或平板电脑，或者一些其他无线通信单元或设备。无线设备1006也可以被称为移动站、用户设备、接入终端、或一些其他术语。
107.无线系统1002可以是例如包括一个或更多个基站收发器(bst)1010和至少一个交换中心(sc)1012的基于cdma的系统。每个bst 1010为其覆盖区域内的无线设备1006提供空中rf通信。sc 1012耦接至无线系统1002中的一个或更多个bst，并且为这些bst提供协调和控制。
108.无线系统1004可以是例如包括一个或更多个收发器节点1014和网络中心(nc)1016的基于tdma的系统。每个收发器节点1014为其覆盖区域内的无线设备1006提供空中rf通信。nc 1016耦接至无线系统1004中的一个或更多个收发器节点1014，并且为这些收发器节点1014提供协调和控制。
109.通常，每个bst 1010和收发器节点1014是为无线设备1006提供通信覆盖的固定站，并且也可以被称为基站或一些其他术语。sc 1012和nc 1016是为基站提供协调和控制的网络实体，并且也可以由其他术语来指代。
110.任何无线系统(包括图10中所示的系统)的重要方面在于系统的组成元件如何执行的细节。图11是可以用于诸如蜂窝电话的无线设备中并且可以有益地结合本发明的实施方式以提高性能和功率效率的收发器1100的框图。如图所示，收发器1100包括以下项的混合：用于在rf信号路径上直接传送和/或转换信号的rf模拟电路、用于rf信号路径之外的操作需求(例如，用于偏置电压和开关信号)的非rf模拟电路、以及用于控制和用户接口需求的数字电路。在该示例中，接收器路径rx包括rf前端部分、if块部分、后端部分以及基带部分(注意，在一些实现方式中，各部分之间的区别可以不同)。
111.接收器路径rx通过天线1102和开关单元1104接收空中rf信号，该开关单元1104可以用有源开关器件(例如，场效应晶体管或fet)来实现，或者用实现频域复用的无源器件
(例如，双讯器或双工器)来实现。rf滤波器1106将期望的接收到的rf信号传递至lna1108，lna1108的输出在混合器1110中与第一本地振荡器1112的输出进行组合以产生中频(if)信号。lna1108的功率、线性度、evm、pae、am-am度量以及am-pm度量可以受益于通过使用本发明的一个或更多个方面所带来的改进。if信号在被施加至解调器1118之前可以由if放大器1114放大并且经过if滤波器1116，该解调器1118可以耦接至第二本地振荡器1120。if放大器1114的功率、线性度、evm、pae、am-am度量以及am-pm度量可以受益于通过使用本发明的一个或更多个方面所带来的改进。由模数转换器1122将解调器1118的解调输出转换为数字信号并且提供给一个或更多个系统部件1124(例如，视频图形电路、声音电路、存储器装置等)。经转换的数字信号可以表示例如视频或静止图像、声音或符号，例如文本或其他字符。
112.在所示示例中，发射器路径tx包括基带部分、后端部分、if块部分以及rf前端部分(同样，在一些实现方式中，各部分之间的区别可以不同)。来自一个或更多个系统部件1124的数字数据通过数模转换器1126被转换为模拟信号，数模转换器1126的输出被施加至调制器1128，调制器1128也可以耦接至第二本地振荡器1120。调制器1128的调制输出在被if放大器1132放大之前可以经过if滤波器1130。if放大器1132的功率、线性度、evm、pae、am-am度量以及am-pm度量可以受益于通过使用本发明的一个或更多个方面所带来的改进。然后if放大器1132的输出在混合器1134中与第一本地振荡器1112的输出进行组合以产生rf信号。rf信号可以由驱动器1136放大，驱动器1136的输出被施加至功率放大器(pa)1138。pa1138的功率、线性度、evm、pae、am-am度量以及am-pm度量可以受益于通过使用本发明的一个或更多个方面所带来的改进。经放大的rf信号可以耦合至rf滤波器1140，rf滤波器1140的输出通过开关单元1104耦合至天线1102。
113.由微处理器1142以已知方式控制收发器1100的操作，该微处理器1142与系统控制部件(例如，用户接口、存储器/存储装置、应用程序、操作系统软件、功率控制等)交互。此外，收发器1100通常将包括其他电路，例如偏置电路1146(其可以靠近晶体管器件分布在整个收发器1100中)、静电放电(esd)保护电路、测试电路(未示出)、工厂编程接口(未示出)等。
114.在现代收发器中，通常存在例如多于一个接收器路径rx和发射器路径tx以适应多个频率和/或信令模态。此外，如对于本领域的普通技术人员应当明显的是，收发器1100的一些部件(例如，滤波器)可以以不同的顺序定位或省略。可以(并且通常)添加其他部件(例如，附加滤波器、阻抗匹配网络、可变移相器/衰减器、功率分配器等)。
115.如上所述，本发明在放大器中实现了良好的功率、pae、线性度以及evm性能。如本领域的普通技术人员将理解的，如图11中所示的一般类型的系统在关键方面受到本发明的有利影响，包括更好的范围、更好的接收、更低的功率以及更长的电池寿命。因为许多rf标准需要高线性度和低功耗，同时高效地增加功率输出，因此本发明具体实现了这些系统级改进。为了符合系统标准或客户要求，因此本发明对于如图11中所示的一般类型的系统是关键的。因此，本发明具体限定了系统级实施方式，该系统级实施方式通过将其包括在如图11中所示的一般类型的系统中而创造性地实现。
116.均衡方法
117.本发明的另一方面包括用于对放大器的输出进行均衡的方法。例如，图12是示出对来自差分放大器的输出进行均衡的一种方法的处理流程图1200。方法包括：耦接均衡电
路，该均衡电路耦接至被配置为差分放大器的第一场效应晶体管(fet)和第二场效应晶体管的相应的栅极和漏极，第一fet和第二fet各自包括被配置成接收相应的输入信号的栅极、提供相应放大输出信号的漏极以及耦接至电路接地的源极(块1202)；以及如均衡电路所确定的，与第二fet和第一fet的相应的漏极处存在的功率电平成比例地改变到相应的第一fet和第二fet的栅极的偏置电压(块1204)。
118.图12的方法的附加方面可以包括以下要素和/或特征中的一个或更多个：其中，均衡电路与第二主fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到第一主fet的栅极的偏置电压，并且与第一主fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到第二主fet的栅极的偏置电压；其中，均衡电路包括至少两个交叉耦接的共栅极晶体管；其中，均衡电路包括第一均衡晶体管和第二均衡晶体管，第一均衡晶体管包括耦接至第一主fet的漏极的漏极、耦接至第二主fet的栅极的源极以及被配置成耦接至第一偏置电压源的栅极，第二均衡晶体管包括耦接至第二主fet的漏极的漏极、耦接至第一主fet的栅极的源极以及被配置成耦接至第一偏置电压源的栅极；其中，第一均衡晶体管与第一fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到第二fet的栅极的偏置电压，并且第二均衡晶体管与第二fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到第一fet的栅极的偏置电压；其中，第一均衡晶体管的漏极通过串联耦接至第一主fet的漏极的至少一个中间fet耦接至第一主fet的漏极，并且其中，第二均衡晶体管的漏极通过串联耦接至第二主fet的漏极的至少一个中间fet耦接至第二主fet的漏极；其中，第一偏置电压源和第二偏置电压源向相应的第一均衡晶体管和第二均衡晶体管提供可调整的偏置电平；其中，第一均衡晶体管和第二均衡晶体管的尺寸被确定成小于或等于第一主fet和第二主fet的尺寸的约六分之一；其中，均衡电路包括第一均衡子电路和第二均衡子电路，该第一均衡子电路包括n个串联耦接的晶体管的堆叠，n个串联耦接的晶体管的堆叠通过串联耦接至第一主fet的漏极的n-1个中间fet耦接至第一主fet的漏极，并且耦接至第二主fet的栅极，该第二均衡子电路包括n个串联耦接的晶体管的堆叠，n个串联耦接的晶体管的堆叠通过串联耦接至第二主fet的漏极的n-1个中间fet耦接至第二主fet的漏极，并且耦接至第一主fet的栅极，其中，n≥1；还包括将串联耦接至第一主fet的漏极的一个或更多个fet的第一堆叠进行耦接，以及将串联耦接至第二主fet的漏极的一个或更多个fet的第二堆叠进行耦接；以及/或者还包括从线性化电路的输出信号得出到差分放大器的相应输入信号，线性化电路包括反射式混合耦合器和非线性终端电路，该反射式混合耦合器被配置成接收要被线性化的初始输入信号，该初始输入信号具有第一幅度-相位调制(am-pm)分布，该非线性终端电路耦接至反射式混合耦合器并且被配置成将修改的输入信号反射回来通过该反射式混合耦合器作为输出信号，其中，输出信号具有第二am-pm分布，该第二am-pm分布被成形为补偿由差分放大器施加在输出信号上的第三am-pm分布。
119.作为另一示例，图13是示出对来自单端放大器的输出进行均衡的一种方法的处理流程图。该方法包括：耦接均衡电路，该均衡电路耦接至被配置为放大器的主场效应晶体管(fet)的栅极和漏极，该主fet包括被配置成接收输入信号的栅极、提供放大的输出信号的漏极以及耦接至电路接地的源极(块1302)；以及如均衡电路所确定的，与主fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到主fet的栅极的偏置电压(块1304)。
120.图13的方法的附加方面可以包括以下要素和/或特征中的一个或更多个：其中，均衡电路包括晶体管，该晶体管包括耦接至主fet的漏极的漏极、耦接至主fet的栅极的源极
以及被配置成耦接至偏置电压源的栅极，均衡晶体管被配置成改变到主fet的栅极的偏置电压；其中，均衡晶体管通过串联耦接至主fet的漏极的至少一个中间fet耦接至该主fet的漏极；其中，偏置电压源向均衡晶体管提供可调整的偏置电平；其中，均衡晶体管的尺寸被确定成小于或等于主fet的尺寸的约六分之一；其中，均衡电路包括耦接至主fet的漏极和主fet的栅极的n个串联耦接的晶体管的堆叠，其中，n≥1；其中，均衡电路包括n个串联耦接的晶体管的堆叠，n个串联耦接的晶体管的堆叠通过串联耦接至主fet的漏极的n-1个中间fet耦接在主fet的漏极与主fet的栅极之间；还包括将串联耦接至主fet的漏极的一个或更多个fet的堆叠进行耦接；以及/或者还包括从线性化电路的输出信号得出到放大器的输入信号，该线性化电路包括反射式混合耦合器和非线性终端电路，该反射式混合耦合器被配置成接收要被线性化的初始输入信号，该初始输入信号具有第一幅度-相位调制(am-pm)分布，该非线性终端电路耦接至反射式混合耦合器并且被配置成将修改的输入信号反射回来通过该反射式混合耦合器作为输出信号，其中，该输出信号具有第二am-pm分布，该第二am-pm分布被成形为补偿由放大器施加在该输出信号上的第三am-pm分布。
121.线性化方法
122.本发明的另一方面包括用于对来自放大器的输出进行线性化的方法。例如，图14是示出对来自放大器的具有第一非线性失真分布(例如am-pm分布)的输出进行线性化的一种方法的处理流程图1400。该方法包括：将具有第二非线性失真分布的输入信号通过反射式混合耦合器传递至非线性终端电路(块1402)；以及将来自非线性终端电路的经修改的输入信号反射回来通过反射式混合耦合器作为输出信号，该输出信号具有第三非线性失真分布(块1404)。
123.上述方法的附加方面可以包括以下中的一个或更多个：其中，非线性终端电路包括耦接至反射式混合耦合器的直通端口的第一反射式调制器件，以及耦接至反射式混合耦合器的耦合端口的第二反射式调制器件；其中，第一反射式调制器件和第二反射式调制器件包括各自具有栅极、漏极和源极的相应的第一场效应晶体管(fet)和第二场效应晶体管，其中，第一反射式调制器件的fet的栅极耦接至反射式混合耦合器的直通端口，并且第二反射式调制器件的fet的栅极耦接至反射式混合耦合器的耦合端口；其中，第一反射式调制器件的fet的栅极电容耦接至反射式混合耦合器的直通端口，并且第二反射式调制器件的fet的栅极电容耦接至反射式混合耦合器的耦合端口；其中，第一反射式调制器件的fet的漏极通过第一负载电感器耦接至电压，并且第二反射式调制器件的fet的漏极通过第二负载电感器耦接至电压；其中，第一反射式调制器件和第二反射式调制器件的fet的漏极通过公共负载电感器耦接至电压；其中，第一反射式调制器件和第二反射式调制器件的fet的栅极耦接至相应的偏置电压；并且/或者其中，第三非线性失真分布被成形为补偿第一非线性失真分布。
124.制造技术和选项
125.如本公开内容中使用的术语“mosfet”包括具有其电压确定晶体管的导电性的绝缘栅极的任何场效应晶体管(fet)，并且包括具有金属或类金属、绝缘体和/或半导体结构的绝缘栅极。术语“金属”或“类金属”包括至少一种导电材料(例如，铝、铜或其他金属，或者高掺杂多晶硅、石墨烯或其他电导体)，“绝缘体”包括至少一种绝缘材料(例如，硅氧化物或其他介电材料)，并且“半导体”包括至少一种半导体材料。
126.如本公开内容中所使用的，术语“射频”(rf)是指在约3khz至约300ghz的范围内的振荡速率。该术语还包括在无线通信系统中使用的频率。rf频率可以是电磁波的频率或者电路中的交流电压或电流的频率。
127.可以实现本发明的各种实施方式以满足多种规范。除非上面另有说明，否则合适的部件值的选择是设计选择的问题。本发明的各种实施方式可以以任何合适的集成电路(ic)技术(包括但不限于mosfet结构)来实现，或者以混合或分立电路形式来实现。可以使用任何合适的基板和工艺(包括但不限于标准体硅、高电阻率体cmos、绝缘体上硅(soi)以及蓝宝石上硅(sos))来制造集成电路实施方式。除非上面另有说明，否则本发明的实施方式可以以其他晶体管技术(例如双极、bicmos、ldmos、bcd、gaas hbt、gan hemt、gaas phemt和mesfet技术)来实现。然而，当使用基于soi或sos的工艺制造时，或者当使用具有类似特性的工艺制造时，本发明的实施方式特别有用。使用soi或sos工艺在cmos中进行的制造使得电路能够具有低功率消耗、由于fet堆叠而在操作期间经受高功率信号的能力、良好的线性度以及高频操作(例如，高达并超过300ghz的射频)。单片ic实现方式是特别有用的，因为寄生电容通常可以通过仔细设计而被保持得低(或处于最小，在所有单元上保持均匀，从而允许对寄生电容进行补偿)。
128.取决于特定规范和/或实现技术(例如，nmos、pmos或cmos以及增强模式或耗尽模式晶体管器件)，可以调整电压电平，和/或使电压和/或逻辑信号极性反转。部件电压、电流和功率处理能力可以根据需要进行调整，例如，通过调整器件尺寸、串联“堆叠”部件(特别是fet)以承受更大的电压，以及/或者使用并联的多个部件以处理更大的电流。可以添加附件的电路部件以增强所公开的电路的能力以及/或者在不显著地改变所公开的电路的功能的情况下提供附加的功能。
129.根据本发明的电路和器件可以单独使用或者与其他部件、电路和器件组合使用。本发明的实施方式可以被制造为集成电路(ic)，集成电路可以封装在ic封装件和/或模块中以便于处理、制造和/或改进性能。特别地，本发明的ic实施方式通常用于如下模块，在该模块中，这样的ic中的一个或更多个与其他电路块(例如，滤波器、放大器、无源部件以及可能的附加ic)组合成一个封装件。然后，通常将ic和/或模块与通常在印刷电路板上的其他部件组合，以形成最终产品(例如，蜂窝电话、膝上型计算机或电子平板电脑)，或者以形成可以用于各种产品(例如，车辆、测试设备、医疗设备等)中的更高级别模块。通过模块和组件的各种配置，这样的ic通常实现通信(通常是无线通信)模式。
130.结论
131.已经描述了本发明的若干实施方式。应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下可以进行各种修改。例如，上述步骤中的一些步骤可以是顺序无关的，并且因此可以以不同于所述顺序的顺序来执行。此外，上述步骤中的一些步骤可以是可选的。关于上述方法描述的各种活动可以以重复、串行和/或并行的方式执行。
132.应当理解，前面的描述旨在说明而不是限制本发明的范围，本发明的范围由所附权利要求的范围限定，并且其他实施方式在权利要求的范围内。特别地，本发明的范围包括所附权利要求中阐述的过程、机器、制造或者物质组成中的一个或更多个的任何和所有可行的组合。(注意，权利要求要素的括号标记是为了便于引用这样的要素，并且其本身并不指示要素的特定的所需排序或列举；此外，这样的标记可以在从属权利要求中作为对附加
要素的引用而重复使用，而不被认为是开始冲突的标记序列)。

技术特征：
1.一种差分放大器，包括：(a)第一主场效应晶体管(fet)，所述第一主场效应晶体管包括被配置成接收第一输入信号的栅极、提供第一放大输出信号的漏极以及耦接至电路接地的源极；(b)第二主fet，所述第二主fet包括被配置成接收第二输入信号的栅极、提供第二放大输出信号的漏极以及耦接至电路接地的源极；以及(c)均衡电路，所述均衡电路耦接至所述第一fet和所述第二fet的相应的栅极和漏极并且被配置成生成均衡电压，所述均衡电压与所述第二fet和所述第一fet的相应的漏极处存在的功率电平成比例地改变到相应的所述第一fet和所述第二fet的栅极的偏置电压。2.根据权利要求1所述的发明，其中，所述均衡电路与所述第二主fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到所述第一主fet的栅极的偏置电压，并且与所述第一主fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到所述第二主fet的栅极的偏置电压。3.根据权利要求1所述的发明，其中，所述均衡电路包括至少两个交叉耦接的共栅极晶体管。4.根据权利要求1所述的发明，其中，所述均衡电路包括：(a)第一均衡晶体管，所述第一均衡晶体管包括耦接至所述第一主fet的漏极的漏极、耦接至所述第二主fet的栅极的源极以及被配置成耦接至第一偏置电压源的栅极；以及(b)第二均衡晶体管，所述第二均衡晶体管包括耦接至所述第二主fet的漏极的漏极、耦接至所述第一主fet的栅极的源极以及被配置成耦接至第二偏置电压源的栅极。5.根据权利要求4所述的发明，其中，所述第一均衡晶体管与所述第一fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到所述第二fet的栅极的偏置电压，并且所述第二均衡晶体管与所述第二fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到所述第一fet的栅极的偏置电压。6.根据权利要求4所述的发明，其中，所述第一均衡晶体管的漏极通过串联耦接至所述第一主fet的漏极的至少一个中间fet耦接至所述第一主fet的漏极，并且其中，所述第二均衡晶体管的漏极通过串联耦接至所述第二主fet的漏极的至少一个中间fet耦接至所述第二主fet的漏极。7.根据权利要求4所述的发明，其中，所述第一偏置电压源和所述第二偏置电压源向相应的所述第一均衡晶体管和所述第二均衡晶体管提供可调整的偏置电平。8.根据权利要求4所述的发明，其中，所述第一均衡晶体管和所述第二均衡晶体管的尺寸被确定成小于或等于所述第一主fet和所述第二主fet的尺寸的约六分之一。9.根据权利要求1所述的发明，其中，所述均衡电路包括：(a)第一均衡子电路，所述第一均衡子电路包括耦接至所述第一主fet的漏极并耦接至所述第二主fet的栅极的n个串联耦接的晶体管的堆叠；以及(b)第二均衡子电路，所述第二均衡子电路包括耦接至所述第二主fet的漏极并耦接至所述第一主fet的栅极的n个串联耦接的晶体管的堆叠；其中，n≥1。10.根据权利要求1所述的发明，其中，所述均衡电路包括：(a)第一均衡子电路，所述第一均衡子电路包括n个串联耦接的晶体管的堆叠，所述n个串联耦接的晶体管的堆叠通过串联耦接至所述第一主fet的漏极的n-1个中间fet耦接至所述第一主fet的漏极，并且耦接至所述第二主fet的栅极；以及
(b)第二均衡子电路，所述第二均衡子电路包括n个串联耦接的晶体管的堆叠，所述n个串联耦接的晶体管的堆叠通过串联耦接至所述第二主fet的漏极的n-1个中间fet耦接至所述第二主fet的漏极，并且耦接至所述第一主fet的栅极；其中，n≥1。11.根据权利要求1所述的发明，还包括：串联耦接至所述第一主fet的漏极的一个或更多个fet的第一堆叠，以及串联耦接至所述第二主fet的漏极的一个或更多个fet的第二堆叠。12.根据权利要求1所述的发明，还包括线性化电路，所述线性化电路包括：(a)反射式混合耦合器，所述反射式混合耦合器被配置成接收要被线性化的输入信号，所述输入信号具有第一幅度-相位调制(am-pm)分布；以及(b)非线性终端电路，所述非线性终端电路耦接至所述反射式混合耦合器并且被配置成将修改的输入信号反射回来通过所述反射式混合耦合器作为输出信号；其中，从所述线性化电路的所述输出信号得出到所述差分放大器的所述第一输入信号和所述第二输入信号，并且所述输出信号具有第二am-pm分布，所述第二am-pm分布被成形为补偿由所述差分放大器施加在所述输出信号上的第三am-pm分布。13.一种放大器，包括：(a)主场效应晶体管(fet)，所述主场效应晶体管包括被配置成接收输入信号的栅极、提供放大输出信号的漏极以及耦接至电路接地的源极；以及(b)均衡电路，所述均衡电路耦接至所述主fet的栅极和漏极并且被配置成生成均衡电压，所述均衡电压与所述主fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到所述主fet的栅极的偏置电压。14.根据权利要求13所述的发明，其中，所述均衡电路包括晶体管，所述晶体管包括耦接至所述主fet的漏极的漏极、耦接至所述主fet的栅极的源极以及被配置成耦接至偏置电压源的栅极，所述均衡晶体管被配置成生成所述均衡电压。15.根据权利要求14所述的发明，其中，所述均衡晶体管通过串联耦接至所述主fet的漏极的至少一个中间fet耦接至所述主fet的漏极。16.根据权利要求14所述的发明，其中，所述偏置电压源向所述均衡晶体管提供可调整的偏置电平。17.根据权利要求14所述的发明，其中，所述均衡晶体管的尺寸被确定成小于或等于所述主fet的尺寸的约六分之一。18.根据权利要求13所述的发明，其中，所述均衡电路包括耦接至所述主fet的漏极和所述主fet的栅极的n个串联耦接的晶体管的堆叠，其中，n≥1。19.根据权利要求13所述的发明，其中，所述均衡电路包括n个串联耦接的晶体管的堆叠，所述n个串联耦接的晶体管的堆叠通过串联耦接至所述主fet的漏极的n-1个中间fet耦接在所述主fet的漏极与所述主fet的栅极之间，其中，n≥1。20.根据权利要求13所述的发明，还包括串联耦接至所述主fet的漏极的一个或更多个fet的堆叠。21.根据权利要求13所述的发明，还包括线性化电路，所述线性化电路包括：(a)反射式混合耦合器，所述反射式混合耦合器被配置成接收要被线性化的初始输入
信号，所述初始输入信号具有第一幅度-相位调制(am-pm)分布；以及(b)非线性终端电路，所述非线性终端电路耦接至所述反射式混合耦合器并且被配置成将修改的输入信号反射回来通过所述反射式混合耦合器作为输出信号；其中，从所述线性化电路的所述输出信号得出到所述放大器的所述输入信号，并且所述输出信号具有第二am-pm分布，所述第二am-pm分布被成形为补偿由所述放大器施加在所述输出信号上的第三am-pm分布。22.一种使差分放大器均衡的方法，包括：(a)耦接均衡电路，所述均衡电路耦接至被配置为差分放大器的第一场效应晶体管(fet)和第二场效应晶体管的相应的栅极和漏极，所述第一fet和所述第二fet各自包括被配置成接收相应输入信号的栅极、提供相应放大输出信号的漏极以及耦接至电路接地的源极；以及(b)如所述均衡电路所确定的，与所述第二fet和所述第一fet的相应的漏极处存在的功率电平成比例地改变到相应的所述第一fet和所述第二fet的栅极的偏置电压。23.根据权利要求22所述的方法，其中，所述均衡电路与所述第二主fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到所述第一主fet的栅极的偏置电压，并且与所述第一主fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到所述第二主fet的栅极的偏置电压。24.根据权利要求22所述的方法，其中，所述均衡电路包括至少两个交叉耦接的共栅极晶体管。25.根据权利要求22所述的方法，其中，所述均衡电路包括：(a)第一均衡晶体管，所述第一均衡晶体管包括耦接至所述第一主fet的漏极的漏极、耦接至所述第二主fet的栅极的源极以及被配置成耦接至第一偏置电压源的栅极；以及(b)第二均衡晶体管，所述第二均衡晶体管包括耦接至所述第二主fet的漏极的漏极、耦接至所述第一主fet的栅极的源极以及被配置成耦接至第二偏置电压源的栅极。26.根据权利要求25所述的方法，其中，所述第一均衡晶体管与所述第一fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到所述第二fet的栅极的偏置电压，并且所述第二均衡晶体管与所述第二fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到所述第一fet的栅极的偏置电压。27.根据权利要求25所述的方法，其中，所述第一均衡晶体管的漏极通过串联耦接至所述第一主fet的漏极的至少一个中间fet耦接至所述第一主fet的漏极，并且其中，所述第二均衡晶体管的漏极通过串联耦接至所述第二主fet的漏极的至少一个中间fet耦接至所述第二主fet的漏极。28.根据权利要求25所述的方法，其中，所述第一偏置电压源和所述第二偏置电压源向相应的所述第一均衡晶体管和所述第二均衡晶体管提供可调整的偏置电平。29.根据权利要求25所述的方法，其中，所述第一均衡晶体管和所述第二均衡晶体管的尺寸被确定成小于或等于所述第一主fet和所述第二主fet的尺寸的约六分之一。30.根据权利要求22所述的方法，其中，所述均衡电路包括：(a)第一均衡子电路，所述第一均衡子电路包括耦接至所述第一主fet的漏极并耦接至所述第二主fet的栅极的n个串联耦接的晶体管的堆叠；以及(b)第二均衡子电路，所述第二均衡子电路包括耦接至所述第二主fet的漏极并耦接至
所述第一主fet的栅极的n个串联耦接的晶体管的堆叠；其中，n≥1。31.根据权利要求22所述的方法，其中，所述均衡电路包括：(a)第一均衡子电路，所述第一均衡子电路包括n个串联耦接的晶体管的堆叠，所述n个串联耦接的晶体管的堆叠通过串联耦接至所述第一主fet的漏极的n-1个中间fet耦接至所述第一主fet的漏极，并且耦接至所述第二主fet的栅极；以及(b)第二均衡子电路，所述第二均衡子电路包括n个串联耦接的晶体管的堆叠，所述n个串联耦接的晶体管的堆叠通过串联耦接至所述第二主fet的漏极的n-1个中间fet耦接至所述第二主fet的漏极，并且耦接至所述第一主fet的栅极；其中，n≥1。32.根据权利要求22所述的方法，还包括：将串联耦接至所述第一主fet的漏极的一个或更多个fet的第一堆叠进行耦接，以及将串联耦接至所述第二主fet的漏极的一个或更多个fet的第二堆叠进行耦接。33.根据权利要求22所述的方法，还包括从线性化电路的输出信号得出到所述差分放大器的相应输入信号，所述线性化电路包括：(a)反射式混合耦合器，所述反射式混合耦合器被配置成接收要被线性化的初始输入信号，所述初始输入信号具有第一幅度-相位调制(am-pm)分布；以及(b)非线性终端电路，所述非线性终端电路耦接至所述反射式混合耦合器并且被配置成将修改的输入信号反射回来通过所述反射式混合耦合器作为输出信号；其中，所述输出信号具有第二am-pm分布，所述第二am-pm分布被成形为补偿由所述差分放大器施加在所述输出信号上的第三am-pm分布。34.一种使放大器均衡的方法，包括：(a)耦接均衡电路，所述均衡电路耦接至被配置为放大器的主场效应晶体管(fet)的栅极和漏极，所述主fet包括被配置成接收输入信号的栅极、提供放大输出信号的漏极以及耦接至电路接地的源极；以及(b)如所述均衡电路所确定的，与所述主fet的漏极处存在的功率电平成比例地改变到所述主fet的栅极的偏置电压。35.根据权利要求34所述的方法，其中，所述均衡电路包括晶体管，所述晶体管包括耦接至所述主fet的漏极的漏极、耦接至所述主fet的栅极的源极以及被配置成耦接至偏置电压源的栅极，所述均衡晶体管被配置成改变到所述主fet的栅极的偏置电压。36.根据权利要求35所述的方法，其中，所述均衡晶体管通过串联耦接至所述主fet的漏极的至少一个中间fet耦接至所述主fet的漏极。37.根据权利要求35所述的方法，其中，所述偏置电压源向所述均衡晶体管提供可调整的偏置电平。38.根据权利要求35所述的方法，其中，所述均衡晶体管的尺寸被确定成小于或等于所述主fet的尺寸的约六分之一。39.根据权利要求34所述的方法，其中，所述均衡电路包括耦接至所述主fet的漏极和所述主fet的栅极的n个串联耦接的晶体管的堆叠，其中，n≥1。40.根据权利要求34所述的方法，其中，所述均衡电路包括n个串联耦接的晶体管的堆
叠，所述n个串联耦接的晶体管的堆叠通过串联耦接至所述主fet的漏极的n-1个中间fet耦接在所述主fet的漏极与所述主fet的栅极之间，其中，n≥1。41.根据权利要求34所述的方法，还包括将串联耦接至所述主fet的漏极的一个或更多个fet的堆叠进行耦接。42.根据权利要求34所述的方法，还包括从线性化电路的输出信号得出到所述放大器的输入信号，所述线性化电路包括：(a)反射式混合耦合器，所述反射式混合耦合器被配置成接收要被线性化的初始输入信号，所述初始输入信号具有第一幅度-相位调制(am-pm)分布；以及(b)非线性终端电路，所述非线性终端电路耦接至所述反射式混合耦合器，并且被配置成将修改的输入信号反射回来通过所述反射式混合耦合器作为输出信号，其中，所述输出信号具有第二am-pm分布，所述第二am-pm分布被成形为补偿由所述放大器施加在所述输出信号上的第三am-pm分布。

技术总结
用于在放大器中实现良好的AM-AM度量和AM-PM度量同时实现良好的功率、PAE、线性度以及EVM性能的电路和方法。差分放大器实施方式包括生成均衡电压的交叉耦接的共栅极晶体管(M


技术研发人员：达乌德
受保护的技术使用者：派赛公司
技术研发日：2022.01.27
技术公布日：2023/10/20