微型高增益准谐振反激变换器

1.本发明涉及一种反激变换器，尤其涉及一种微型高增益准谐振反激变换器。


背景技术：

2.准谐振变换器指的是在dcm下利用电感与功率半导体器件结电容之间的谐振效应实现软开关的电力电子变换器技术，其在pfc、反激变换器等电源结构中应用广泛。特别是在反激变换器中，如何实现在小尺寸低成本下实现较高电压增益、较低损耗是近年来的一个难题。
3.反激变换器常采取与其他变换器串并联、多电感耦合、嵌入倍压结构等方案进行高增益的实现；然而，在现有方案中，为了实现高增益反激变换器拓扑，与其他变换器多级串并联的形式结构复杂且控制不便；多电感耦合的形式需要更多的磁性元件进行多绕组耦合，但可从电感利用率角度进行优化，同时提高电流能力；嵌入倍压结构的形式常采用电荷泵倍压电路进行增益放大，传统的单端电荷泵电路对变压器对地耐压要求较大，且充电速度较慢，而多端电荷泵电路需要多个电容及二极管，成本较高。同时，反激变换器在控制方面常采取基于qr(quesi-resonance)准谐振软开关的方式进行控制策略设计，现有方案常存在谐振电压谷值检测及峰值(饱和)励磁电流检测不准确或检测手段复杂成本较高的问题，造成软开关失效，增大稳态损耗；还存在启机过程中的ccm充电升压过热问题，从而使得无法将其整体变换器尺寸进一步集成化。
4.因此，为了解决上述技术问题，亟需提出一种新的技术手段。


技术实现要素：

5.有鉴于此，本发明的目的是提供一种微型高增益准谐振反激变换器，能够有效提升电压增益，减少变压器对地耐压等级，而且减少电荷泵倍压结构中所使用的二极管及电容的数量，降低成本以及整个变换器的体积，利于小型化和集成化，并且能够提高电感利用率，降低电磁干扰；能够快速充电升压，进入准谐振软开关模式，减少处于启机过程中的ccm升压充电发热及损耗。
6.本发明提供的一种微型高增益准谐振反激变换器，包括变压器、电子开关管以及错相倍压电路；
7.所述变压器包括初级绕组l1、初级绕组l2、次级绕组l3和次级绕组l4；
8.所述初级绕组l1和初级绕组l2的同名端连接于直流电源正极，初级绕组l1和初级绕组l2的异名端连接于电子开关管的输入端，电子开关管的输出端通过电阻r5接地，电子开关管的控制端连接于控制器；
9.所述错相倍压电路具有第一输入端和第二输入端，错相倍压电路的第一输入端连接于次级绕组l3的同名端，次级绕组l3的异名端通过电阻r7接地，错相倍压电路的第二输入端连接于次级绕组l4的异名端，次级绕组l4的同名端接地，错相倍压电路的输出端向负载供电。
10.进一步，所述错相倍压电路包括电容c6、电容c7、二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4、电容c8、电容c9；
11.电容c6的一端作为错相倍压电路的第一输入端连接于次级绕组l3的同名端，电容c6的另一端通过电容c7连接于二极管d4的阳极，二极管d4的阴极作为错相倍压电路的输出端；
12.二极管d4的阳极连接于二极管d3的阴极，二极管d3的阳极连接于二极管d2的阴极，二极管d2的阳极连接于二极管d1的阴极，二极管d1的阳极接地；
13.电容c7和电容c6之间的公共连接点连接于二极管d2的阳极，电容c9的一端作为错相倍压电路的第二输入端连接于次级绕组l4的异名端，电容c9通过电容c8连接于二极管d4的阴极，电容c8和电容c9之间的公共连接点连接于二极管d3的阳极。
14.进一步，还包括第一采样电路，所述第一采样电路包括电容c4、电容c5、电阻r6、电阻r8；
15.电阻r6的一端连接于电子开关管的输出端，电阻r6的另一端通过电阻r8连接于次级绕组l3的异名端，电阻r8和电阻r6之间的公共连接点通过电容c5接地，电阻r8和电阻r6之间的公共连接点连接于电容c4的一端，电容c4的另一端作为采样电路的输出端。
16.进一步，还包括自适应直流偏置电路，所述直流偏置电路包括非门电路a1、电阻r12、电阻r13、电阻r14、电阻r15、电容c12和电容c13；
17.非门电路a1的输入端连接于控制器的输入引脚，非门电路连接于控制器的输出引脚，非门电路a1的输出端通过电阻r12连接于电容c12的一端，c12的另一端接地，电容c12和电阻r12之间的公共连接点连接于非门电路a1的输入端，电阻r13的一端连接于电阻r12和电容c12之间的公共连接点，电阻r13的另一端通过电容c13接地，电容c13和电阻r13之间的公共连接点通过电阻r14和电阻r15串联后接地，电阻r14和电阻r15之间的公共连接点作为自适应直流偏置电路的输出端连接于电容c4作为采样电路的输出端的一端。
18.进一步，还包括第二采样电路，所述第二采样电路包括电容c14、电阻r16、电容c15、电阻r17；
19.电容c14的一端作为第二采样电路的输入端连接于电子开关管的输入端，电容c14的另一端通过电阻r16连接于电阻r17的一端，电阻r17的另一端接地，电阻r16和电阻r17之间的公共连接点通过电容c15接地，电阻r16和电阻r17之间的公共连接点作为第二采样电路的输出端qr
_detect
。
20.进一步，还包括钳位吸收电路，所述钳位吸收电路包括电容c3、电阻r4和稳压管zd1；
21.电容c3和电阻r4并联后一端连接于初级绕组l1的同名端，另一端连接于稳压管zd1的阴极，稳压管zd1的阳极连接于初级绕组l1的异名端。
22.进一步，还包括滤波稳压电路，所述滤波稳压电路包括电阻r1、电阻r2、电阻r3、电容c1和电容c2；
23.电阻r1的一端连接于直流电源的输出端，电阻r1的另一端通过电容c1接地，电阻r1和直流电源之间的公共连接点通过电容c2接地，电阻r1和电容c2之间的公共连接点通过电阻r3和电阻r2串联后接地，电阻r2和电阻r3的公共连接点连接于控制器的检测输入端。
24.进一步，还包括输出电路，所述输出电路包括二极管d5、电容c10、电容c11、电阻
r9、电阻r10和电阻r11；
25.二极管d5的阳极作为输出电路的输入端，二极管d5的阴极连接于电阻r9的一端，电阻r9的另一端通过电容c11接地，电容c11和电阻r9之间的公共连接点作为输出电路的输出端；
26.电阻r9和二极管d5的阴极之间的公共连接点通过电容c10接地，电阻r10的一端连接于电容c11和电阻r9之间的公共连接点，电阻r10的另一端通过电阻r11接地，电阻r10和电阻r11之间的公共连接点连接于控制器的检测输入端。
27.本发明的有益效果：通过本发明，能够有效提升电压增益，减少变压器对地耐压等级，而且减少电荷泵倍压结构中所使用的二极管及电容的数量，降低成本以及整个变换器的体积，利于小型化和集成化，并且能够提高电感利用率，降低电磁干扰；能够快速充电升压，进入准谐振软开关模式，减少处于启机过程中的ccm升压充电发热及损耗。
附图说明
28.下面结合附图和实施例对本发明作进一步描述：
29.图1为本发明的原理图。
30.图2为本发明的第二采样电路原理图。
31.图3为本发明的直流偏置电路原理图。
32.图4为本发明的具体实例的波形图。
具体实施方式
33.以下进一步对本发明做出详细说明：
34.本发明提供的一种微型高增益准谐振反激变换器，包括变压器、电子开关管以及错相倍压电路；
35.所述变压器包括初级绕组l1、初级绕组l2、次级绕组l3和次级绕组l4；
36.所述初级绕组l1和初级绕组l2的同名端连接于直流电源，初级绕组l1和初级绕组l2的异名端连接于电子开关管的输入端，电子开关管的输出端通过电阻r5接地，电子开关管的控制端连接于控制器；
37.所述错相倍压电路具有第一输入端和第二输入端，错相倍压电路的第一输入端连接于次级绕组l3的同名端，次级绕组l3的异名端通过电阻r7接地，错相倍压电路的第二输入端连接于次级绕组l4的异名端，次级绕组l4的同名端接地，错相倍压电路的输出端向负载供电；通过上述结构，能够有效提升电压增益，减少变压器对地耐压等级，而且减少电荷泵倍压结构中所使用的二极管及电容的数量，降低成本以及整个变换器的体积，利于小型化和集成化，并且能够提高电感利用率，降低电磁干扰；能够快速充电升压，进入准谐振软开关模式，减少处于启机过程中的ccm升压充电发热及损耗。
38.其中，电子开关管优选采用nmos管，当然，也可以采用三极管或者igbt来实现。
39.本实施例中，所述错相倍压电路包括电容c6、电容c7、二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4、电容c8、电容c9；
40.电容c6的一端作为错相倍压电路的第一输入端连接于次级绕组l3的同名端，电容c6的另一端通过电容c7连接于二极管d4的阳极，二极管d4的阴极作为错相倍压电路的输出
端；
41.二极管d4的阳极连接于二极管d3的阴极，二极管d3的阳极连接于二极管d2的阴极，二极管d2的阳极连接于二极管d1的阴极，二极管d1的阳极接地；
42.电容c7和电容c6之间的公共连接点连接于二极管d2的阳极，电容c9的一端作为错相倍压电路的第二输入端连接于次级绕组l4的异名端，电容c9通过电容c8连接于二极管d4的阴极，电容c8和电容c9之间的公共连接点连接于二极管d3的阳极，通过上述结构并结合双初级绕组并联和双次级绕组等效串联的连接关系，能够有效提高错相倍压电路的电流能力和倍压能力，提升整个变换器的负载能力。
43.以图1为例：当电子开关管导通时，变压器初级绕组电压为上正下负，等于输入电压，而次级绕组l3电压为上正下负，次级绕组l4电压为下正上负，此时，d1、d3、d5关断，d2、d4导通，此时，输入电压由变压器初级绕组折算到次级绕组(设匝数比为n)，并流经倍压电路电容，形成回路1：r7
→
l3
→
c6
→
d2
→
c9
→
l4；回路2：r7
→
l3
→
c6
→
c7
→
d4
→
c8
→
c9
→
l4。
44.当电子开关管关断时，变压器初级绕组的励磁电流通过理想变压器一次侧绕组续流到二次侧，变压器初级绕组l1、l2上的反压vr由次级绕组l3与l4反射而来，此时电流换向，d1、d3、d5导通，d2、d4关断，形成回路回路3：d1
→
c6
→
l3
→
r7；回路4：l4
→
c9
→
d3
→
c7
→
c6
→
l3
→
r7以及回路5：l4
→
c9
→
c8
→
d5
→
输出侧。
45.设变压器匝数为n，l1、l2、l3、c6、c7、c8、c9电压方向上正下负，l4为下正上负，设变压器初级绕组侧反射电压vr方向与输入电压vin相反；检流电阻r7压降此处忽略不计，根据kvl定律，对于回路1有式(1)，等效于两倍输入电压折算到次级绕组侧电压，c9充电，c6反向放电，
[0046]vc9 ＝ v
c6
+2n
·
vin
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0047]
对于回路2有式(2)，等效于两倍输入电压折算到次级绕组侧电压，对c9和c8充电，此时c6和c7反向放电，
[0048]vc8
+v
c9 ＝ 2n
·
vin + v
c6
+v
c7
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0049]
对于回路3有式(3)，励磁电感折算到二次侧的续流电流通过d1对c6充电，为上述中所述在开关电子开关管导通时电压叠加、c6对外放电做准备，
[0050]vc6
＝n
·
vr
ꢀꢀꢀ
(3)
[0051]
对于回路4有式(4)，相当于在c9上叠加了两倍反压，对c6和c7进行充电，c9反向放电，
[0052]vc6
+v
c7 ＝ 2n
·
vr+v
c9
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0053]
对于回路5有式(5)，励磁电流续流电流折算到次级侧通过回路向输出侧充电，完成倍压过程，由kvl可得输出电压
[0054]
vo ＝ n*vr + v
c9
+v
c8
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0055]
对于次级绕组侧各元件电压的求解步骤为：回路3(电子开关管关断)
→
回路1(电子开关管导通)
→
回路4(电子开关管关断)
→
回路2(电子开关管导通)
→
回路5(电子开关管关断),依次代入求解可得式子(6)～(10)
[0056]vc6 ＝ n
·
vr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0057]vc9 ＝ n
·
vr+2
·
vin/n
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0058]vc7 ＝ 2n
·
vr+2
·
vin/n
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0059]vc8 ＝ 2n
·
vr+2
·
vin/n
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0060]
vo ＝ 4n
·
(vr+vin)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0061]
通过上述结构的错相充电，大幅抬升次级绕组侧电压，提高变换器整体电压增益；且充电速度相较于现有技术也明显提升，为现有的单端电荷泵的两倍，减少了变换器在启机过程中处于ccm充电升压阶段时间，有效减少发热与损耗，利于尺寸集成化；其变压器次级绕组对地电压降低为现有的单端电荷泵(单端倍压电路)的一半，减轻了变压器耐压压力；且整个电路结构简单，减少了电荷泵倍压结构中所使用的二极管及电容的数量，降低体积与成本，同时降低了有二极管的导通以及耐压的反向回复过程中的工作损耗。
[0062]
本实施例中，还包括第一采样电路，所述第一采样电路包括电容c4、电容c5、电阻r6、电阻r8；
[0063]
电阻r6的一端连接于电子开关管的输出端与采样电阻r5之间，电阻r6的另一端通过电阻r8连接于次级绕组l3的异名端，电阻r8和电阻r6之间的公共连接点通过电容c5接地，电阻r8和电阻r6之间的公共连接点连接于电容c4的一端，电容c4的另一端作为采样电路的输出端，该采样电路的所采集的电流信号输入至控制器中，控制器根据该采样信号来控制关断电子开关管。
[0064]
其中：第一采样电路用于对变压器峰值(饱和)电流进行准确采样，传统反激变换器对于励磁电流的采样检测常采用初级绕组侧串联采样电阻的形式，如图1中，电阻r5为采样电阻，为提高增益及充电升压性能，本技术拓扑结构在反激变换器次级绕组侧加入了基于电荷泵的错相倍压结构；由于电荷泵的工作特性，泵电容将根据导通/关断状态进行反复充放电，实现电压叠加；而此导通/关断状态切换瞬间，泵电容充放电压差的等效rc充电电流将流经次级绕组，并耦合至初级绕组，在检流电阻r5上方vp节点将观察到真实励磁电流(三角波)与等效rc充电电流(馒头波)两部分电流叠加在一起的波形(如图4中的第四个波形图所示),若直接使用现有方案进行采样，其电流波形的混叠现象将直接影响到峰值励磁电流检测的准确性，进而影响整体控制环路，造成变换器系统崩溃。介于此，本方案采用所述第一采样电路结构，利用在初级、次级绕组中同时串入检流电阻r5、r6进行电流采样，并经过r6、r8电阻加和进行初级绕组侧和次级绕组侧畸波相消，得到真实的励磁电流上升峰值波形，实现精准采样反馈及控制。
[0065]
本实施例中，还包括直流偏置电路，所述自适应直流偏置电路包括非门电路a1、电阻r12、电阻r13、电阻r14、电阻r15、电容c12和电容c13；
[0066]
非门电路a1的输入端连接于控制器的输入引脚，非门电路连接于控制器的输出引脚，非门电路a1的输出端通过电阻r12连接于电容c12的一端，c12的另一端接地，电容c12和电阻r12之间的公共连接点连接于非门电路a1的输入端，电阻r13的一端连接于电阻r12和电容c12之间的公共连接点，电阻r13的另一端通过电容c13接地，电容c13和电阻r13之间的公共连接点通过电阻r14和电阻r15串联后接地，电阻r14和电阻r15之间的公共连接点作为直流偏置电路的输出端连接于电容c4作为采样电路的输出端的一端。通过上述结构，能够增强本发明的适应能力，可以采用微型的模拟芯片作为控制器来控制整个系统的工作，降低成本，在上述结构下，自适应直流偏置电压随实际数字输入模式触发阈值同步变化，同时，还可根据实际应用需求进一步将输入引脚配置lvd(low voltage digital)数字输入模式，其具有极小及稳定的滞回范围，同时与供电电压波动之间增益关系较小或不随其变化，
同步保证直流偏置电压的绝对及相对稳定，节点tfb连接模拟控制芯片输入引脚，并将其配置为数字输入模式(纳秒级延迟与较低的滞回范围)，a1为其芯片内部逻辑“非”门，tio为模拟控制芯片输出引脚，其将进行高低电平脉冲跳变。当tio输出为高电平时，其通过r12与c12构成低通滤波器进行充电，tfb节点电压vtfb在tio变化周期内近似于线性上升，当vtfb上升至芯片数字输入滞回上阈值时，触发逻辑判断为高，其信号通过a1取反后为低，并使引脚tio输出低电平，r12与c12开始放电，tfb节点电压vtfb近似线性下降，当vtfb下降至芯片数字输入滞回下阈值时，触发逻辑判断为低，其信号通过a1取反后为高，并使tio引脚输出高电平，以此往复。则tfb节点电压vtfb的平均值即等于芯片各引脚数字输入模式逻辑判定的阈值中点(利用控制芯片io特性的一致性)，并可根据不同芯片个体差异进行自适应精准跟踪。同时，通过调节r12与c12的值即可调节等效rc充放电的时间，即可调节vtfb电压纹波的频率，即可调节系统响应带宽；r13和c13构成rc低通滤波器，电阻r14和电阻r15构成电阻分压器，通过调节分压比从而调节输出至idc出的直流偏置电压；并通过隔直耦合电容c4将iac处采样到的峰值励磁电流交流信号叠加到idc的直流分量上(即控制芯片数字输入模式自适应跟踪的阈值中点)，并将节点idc连接至控制芯片输入引脚，配置为与tfb引脚相同的数字输入类型(控制芯片io特性保持一致性)；通过调节电阻r5、r6、r8、r7实现iac交流信号幅度及采样信噪比调节，其配合上述idc节点注入的直流偏置电压，即可实现与数字输入触发阈值滞回范围相匹配，即可将模拟控制芯片引脚的数字输入模式优化改造为自适应的高速比较器，使其达到高精度数字控制芯片的高速采样及比较器响应水平，在纳秒级延迟内对峰值励磁电流采样信号进行精准判定并关断mos管，在低成本设计下巨幅提高其采样、控制环路性能，同时兼具对电压波动较强的抗干扰能力。其中，控制芯片(即上述中的控制器)采用现有的模拟芯片，比如greenpak slg46855等芯片。
[0067]
本实施例中，还包括第二采样电路，所述第二采样电路包括电容c14、电阻r16、电容c15、电阻r17；
[0068]
电容c14的一端作为第二采样电路的输入端连接于电子开关管的输入端，电容c14的另一端通过电阻r16连接于电阻r17的一端，电阻r17的另一端接地，电阻r16和电阻r17之间的公共连接点通过电容c15接地，电阻r16和电阻r17之间的公共连接点作为第二采样电路的输出端qr
_detect
。qr谐振谷值电压检测原理为，反激变换器工作在dcm下，mos管结电容在次级绕组侧电流下降为零后与励磁电感形成主要谐振，检测到mos管端电压谐振至谷值点时触发mos管开通信号实现qr准谐振软开关，因此，通过上述结构，c14和c15形成动态分压网络对vds进行采样并调节输入至控制芯片中，其中，核心检测原理为c14与r17所构成的高通滤波器结构，其能表征开关管端电压vds在经过qr谐振电压谷点后向上反挑瞬间的电压斜率变化，实现qr谐振谷值电压检测触发；其中，c15与c14构成动态分压器调节采样反馈信号幅值，r16起到限流作用。
[0069]
本实施例中，还包括钳位吸收电路，所述钳位吸收电路包括电容c3、电阻r4和稳压管zd1；
[0070]
电容c3和电阻r4并联后一端连接于初级绕组l1的同名端，另一端连接于稳压管zd1阴负极，稳压管zd1的阳极连接于初级绕组l1的异名端，通过该结构，能够吸收反射电压尖峰，防止对电子开关管造成电压冲击。
[0071]
本实施例中，还包括滤波稳压电路，所述滤波稳压电路包括电阻r1、电阻r2、电阻
r3、电容c1和电容c2；
[0072]
电阻r1的一端连接于直流电源的输出端，电阻r1的另一端通过电容c1接地，电阻r1和直流电源之间的公共连接点通过电容c2接地，电阻r1和电容c2之间的公共连接点通过电阻r3和电阻r2串联后接地，电阻r2和电阻r3的公共连接点连接于控制器的检测输入端，通过该结构，能够保证变换器在错相倍压电路充放电以及电路谐振等工作状态时与直流电源连接的直流母线电压稳定以及退耦，电阻r2和电阻r3构成分压检测电路，其公共点连接点vis向控制芯片输出检测电压，当欠压时控制电子开关管关断进而实现保护。
[0073]
本实施例中，还包括输出电路，所述输出电路包括二极管d5、电容c10、电容c11、电阻r9、电阻r10和电阻r11；
[0074]
二极管d5的阳极作为输出电路的输入端，二极管d5的阴极连接于电阻r9的一端，电阻r9的另一端通过电容c11接地，电容c11和电阻r9之间的公共连接点作为输出电路的输出端；
[0075]
电阻r9和二极管d5的阴极之间的公共连接点通过电容c10接地，电阻r10的一端连接于电容c11和电阻r9之间的公共连接点，电阻r10的另一端通过电阻r11接地，电阻r10和电阻r11之间的公共连接点vos连接于控制器的检测输入端。,控制芯片根据vos点的反馈电压控制关断mos管，实现外环峰值电压控制，c10、c11以及电阻r9构成π型滤波器。
[0076]
下面以一个具体实施例进一步说明：
[0077]
比如将本发明应用于高压电源中，将12v直流电压升至1600v并输出，设变压器初级绕组和次级绕组匝数比为1：12，励磁饱和检测上限im为5a，拟定用于qr谐振谷值电压检测与峰值励磁电流检测的控制芯片输入引脚配置为数字输入模式(低成本，高响应速度),其余元件按本发明所述技术方案对变换器进行合理器件选型及参数设置。
[0078]
将用于qr谷值电压检测的数字输入配置为施密特触发模式(触发判定阈值滞回范围：1.5v～3v)，根据图2所述结合输入引脚特性进行qr谐振电压谷值检测，当不计入c15时，c14与r17构成标准高通滤波器结构，在信号经c14等效于进行微分运算，在qr
_detect
节点得到vds谐振电压斜率；在此基础上利用c15对vds到地的信号幅值进行等效动态分压，即可根据控制芯片数字输入模式触发阈值进行匹配调节。拟设vds谐振电压频率为2m，其谐振幅值达到实现zvs软开关要求；拟将c14设为50pf，r17可由控制芯片输入下拉电阻实现，拟设为10kω，c15可由输入引脚自身寄生电容实现，拟设为2.5pf；同时为避免输入引脚过流，在电路中串入100ω限流电阻r16,则qr
_detect
节点与v
ds
之间的等效信号传递函数可表示为m＝1/[sr16c15+1/(sr17c14)+(r16/r17+c15/c14+1)]＝1/[0.00000025s+1/(0.0005s)+1.06]。当vds谐振电压经过谷值瞬间向上反挑时，传递函数将随其斜率而正向增大，使qr
_detect
节点反馈信号达到控制芯片输入引脚数字输入模式触发阈值上限(3v)，使能开通触发信号。同时，由于在开关mos管刚关断期间，变压器漏感与开关管结电容发生高频小幅度谐振，选择较大的触发判定滞回范围的数字输入模式将对此类干扰谐振具有一定滤波作用，但仍需留有一定裕度下(必要时可根据其谐振频率、幅值及阈值触发信号强度进行定量分析)对qr谷值电压检测在刚关断后一定时间内进行消隐处理，防止误触发。
[0079]
值励磁电流检测参数设计
[0080]
拟将用于峰值励磁电流检测的数字输入配置为lvd触发模式，其判定阈值滞回范围为808mv～812mv，其阈值中点(810mv)可由图2所述高速自适应比较器偏置电压生成电路
的得出，其中r12与c12构成的低通滤波器与控制芯片之间的系统纹波响应可根据实际选型在系统响应和稳定性之间进行折中设计，拟设为mhz级纹波；r13与c13构成的第二级滤波电路因尽量滤除响应纹波，进一步使信号经过r14与r15构成的电阻分压器后于节点idc形成直流偏置电压。
[0081]
拟设初级绕组侧检流电阻r5为20毫欧，拟设x＝3以此扩大信噪比，由前文所得iac节点电压幅值与初级绕组侧电阻检流电阻r5关系为v
iac
＝r5
·
(2
·
im)
·
[2x/(x+1)]＝20
·
(2
·
5)
·
[(2
·
3)/(3+1)]＝300mv。则直流偏置电压至数字输入模式触发阈值上限之间的电压间距应设为交流信号的一半，即150mv(节点iac与idc交流成分相等)；则直流偏置电压应设置为812mv-150mv＝662mv；因此可得出直流偏置电压生成电路分压电阻之间比值为(r12+r13+r14)/r15＝150mv/662mv,可根据实际电阻值进行选型设计。
[0082]
如图4所示，所述变换器工作在稳态dcm下，通过上述qr谷值电压检测参数设计对开关mos管端电压vds(如图4中的第一个波形图)谐振时的电压波形经谷底后向上反挑瞬间斜率变化的精确捕捉，触发导通信号，将mos管栅极驱动信号(如图4的第二个波形图)置高；同时，通过方案所述峰值励磁电流检测电路对变压器励磁电流上限进行精准采样(idc节点电压，为图4中第三个波形图中上方的曲线)，并经过所述高速自适应比较器设计进行及时逻辑判断，触发关断信号，将mos管栅极驱动信号置低。图4中，第三个波形图中的下方的曲线为节点iac电压波形，其表征变压器励磁电流波形，图4中的为等比例变换后的初级绕组侧vp(图4中的第四个波形图)和次级绕组侧vs(图4中的第五个波形图)节点的检流电阻采样波形(变换比例可根据所述比较器阈值及信噪比要求进行调整)；结合图文可知，所述基于初级绕组侧和次级绕组侧畸波相消的励磁电流提取电路能有效将次级绕组侧电荷泵引起的电流畸变波形(等效rc充电)进行抵消，并对峰值励磁电流进行精准提取得到iac，进而通过自适应偏置电压生成电路将iac交流信号抬升至控制芯片数字输入模式自适应跟踪的阈值中点，进一步对idc进行高速比较器逻辑判断，大大提高峰值励磁电流精确性。
[0083]
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

技术特征：
1.一种微型高增益准谐振反激变换器，其特征在于：包括变压器、电子开关管以及错相倍压电路；所述变压器包括初级绕组l1、初级绕组l2、次级绕组l3和次级绕组l4；所述初级绕组l1和初级绕组l2的同名端连接于直流电源正极，初级绕组l1和初级绕组l2的异名端连接于电子开关管的输入端，电子开关管的输出端通过电阻r5接地，电子开关管的控制端连接于控制器；所述错相倍压电路具有第一输入端和第二输入端，错相倍压电路的第一输入端连接于次级绕组l3的同名端，次级绕组l3的异名端通过电阻r7接地，错相倍压电路的第二输入端连接于次级绕组l4的异名端，次级绕组l4的同名端接地，错相倍压电路的输出端向负载供电。2.根据权利要求1所述微型高增益准谐振反激变换器，其特征在于：所述错相倍压电路包括电容c6、电容c7、二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4、电容c8、电容c9；电容c6的一端作为错相倍压电路的第一输入端连接于次级绕组l3的同名端，电容c6的另一端通过电容c7连接于二极管d4的阳极，二极管d4的阴极作为错相倍压电路的输出端；二极管d4的阳极连接于二极管d3的阴极，二极管d3的阳极连接于二极管d2的阴极，二极管d2的阳极连接于二极管d1的阴极，二极管d1的阳极接地；电容c7和电容c6之间的公共连接点连接于二极管d2的阳极，电容c9的一端作为错相倍压电路的第二输入端连接于次级绕组l4的异名端，电容c9通过电容c8连接于二极管d4的阴极，电容c8和电容c9之间的公共连接点连接于二极管d3的阳极。3.根据权利要求2所述微型高增益准谐振反激变换器，其特征在于：还包括第一采样电路，所述第一采样电路包括电容c4、电容c5、电阻r6、电阻r8；电阻r6的一端连接于电子开关管的输出端，电阻r6的另一端通过电阻r8连接于次级绕组l3的异名端，电阻r8和电阻r6之间的公共连接点通过电容c5接地，电阻r8和电阻r6之间的公共连接点连接于电容c4的一端，电容c4的另一端作为采样电路的输出端。4.根据权利要求3所述微型高增益准谐振反激变换器，其特征在于：还包括自适应直流偏置电路，所述直流偏置电路包括非门电路a1、电阻r12、电阻r13、电阻r14、电阻r15、电容c12和电容c13；非门电路a1的输入端连接于控制器的输入引脚，非门电路连接于控制器的输出引脚，非门电路a1的输出端通过电阻r12连接于电容c12的一端，c12的另一端接地，电容c12和电阻r12之间的公共连接点连接于非门电路a1的输入端，电阻r13的一端连接于电阻r12和电容c12之间的公共连接点，电阻r13的另一端通过电容c13接地，电容c13和电阻r13之间的公共连接点通过电阻r14和电阻r15串联后接地，电阻r14和电阻r15之间的公共连接点作为自适应直流偏置电路的输出端连接于电容c4作为采样电路的输出端的一端。5.根据权利要求1所述微型高增益准谐振反激变换器，其特征在于：还包括第二采样电路，所述第二采样电路包括电容c14、电阻r16、电容c15、电阻r17；电容c14的一端作为第二采样电路的输入端连接于电子开关管的输入端，电容c14的另一端通过电阻r16连接于电阻r17的一端，电阻r17的另一端接地，电阻r16和电阻r17之间的公共连接点通过电容c15接地，电阻r16和电阻r17之间的公共连接点作为第二采样电路的输出端qr
_detect
。
6.根据权利要求1所述微型高增益准谐振反激变换器，其特征在于：还包括钳位吸收电路，所述钳位吸收电路包括电容c3、电阻r4和稳压管zd1；电容c3和电阻r4并联后一端连接于初级绕组l1的同名端，另一端连接于稳压管zd1的阴极，稳压管zd1的阳极连接于初级绕组l1的异名端。7.根据权利要求1所述微型高增益准谐振反激变换器，其特征在于：还包括滤波稳压电路，所述滤波稳压电路包括电阻r1、电阻r2、电阻r3、电容c1和电容c2；电阻r1的一端连接于直流电源的输出端，电阻r1的另一端通过电容c1接地，电阻r1和直流电源之间的公共连接点通过电容c2接地，电阻r1和电容c2之间的公共连接点通过电阻r3和电阻r2串联后接地，电阻r2和电阻r3的公共连接点连接于控制器的检测输入端。8.根据权利要求1所述微型高增益准谐振反激变换器，其特征在于：还包括输出电路，所述输出电路包括二极管d5、电容c10、电容c11、电阻r9、电阻r10和电阻r11；二极管d5的阳极作为输出电路的输入端，二极管d5的阴极连接于电阻r9的一端，电阻r9的另一端通过电容c11接地，电容c11和电阻r9之间的公共连接点作为输出电路的输出端；电阻r9和二极管d5的阴极之间的公共连接点通过电容c10接地，电阻r10的一端连接于电容c11和电阻r9之间的公共连接点，电阻r10的另一端通过电阻r11接地，电阻r10和电阻r11之间的公共连接点连接于控制器的检测输入端。

技术总结
本发明提供的一种微型高增益准谐振反激变换器，包括变压器、电子开关管以及错相倍压电路；所述变压器包括初级绕组L1、初级绕组L2、次级绕组L3和次级绕组L4；所述初级绕组L1和初级绕组L2的同名端连接于直流电源正极，初级绕组L1和初级绕组L2的异名端连接于电子开关管的输入端，电子开关管的输出端通过电阻R5接地，电子开关管的控制端连接于控制器；所述错相倍压电路具有第一输入端和第二输入端，错相倍压电路的第一输入端连接于次级绕组L3的同名端，次级绕组L3的异名端通过电阻R7接地，错相倍压电路的第二输入端连接于次级绕组L4的异名端，次级绕组L4的同名端接地，错相倍压电路的输出端向负载供电。路的输出端向负载供电。路的输出端向负载供电。


技术研发人员：江佩轩 高博 陈显平
受保护的技术使用者：重庆大学
技术研发日：2023.06.27
技术公布日：2023/9/25