高功率回退效率非对称堆叠式差分正交负载调制PA的制作方法

高功率回退效率非对称堆叠式差分正交负载调制pa
1.相关申请
2.本技术要求2022年3月23日提交的第63/322,660号临时专利申请和2022年5月25日提交的第63/345,470号临时专利申请的权益，前述临时专利申请的公开内容以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
3.本公开涉及放大器，且具体地说，涉及具有并联耦合的载波放大器和峰值放大器的负载调制放大器。


背景技术：

4.与传统的多尔蒂(doherty)功率放大器相比，正交组合式负载调制功率放大器(qlmpa)提供更广的带宽和负载调制能力。非对称多尔蒂放大器和qlmpa通常实施较大的晶体管装置外围和相关联电流以供峰化器放大器将功率回退(pbo)效率峰值范围扩展超出传统6db pbo点，以适应更高的峰值-平均功率比应用。越大的峰化器装置外围伴随越低的输入和输出阻抗，从而产生具有较低带宽和较大峰化器放大器输出负载效应的较高阻抗变换匹配网络。
5.虽然先前已声称非对称供应操作会改善高效率pbo范围，但最大供应操作受技术的击穿电压约束。虽然可设计和整体地集成不同的电压高效功率装置以改善非对称供应负载调制操作，但这并不容易实施，并且对于竖直异质结双极晶体管装置可能需要单独的优化外延生长，和/或对于侧向场效应晶体管装置技术中的多个通道设计可能需要额外可靠性检核。
6.本公开涉及将堆叠式晶体管用于qlmpa的峰化器放大器，以实现更大的设计权衡空间以达到更高的功率附加效率pbo范围。堆叠装置结构增加能提供更高的供应和峰值功率操作，同时还提供更高的断开状态峰化器输出阻抗，以最小化对载波放大器的负载效应，从而改善pbo性能和范围。
7.单独的堆叠式晶体管装置可利用具有比单个晶体管更高的电压操作和/或更高的射频阻抗特性的多栅极通道装置来实施，以促进负载调制动作。
8.更高电压堆叠式峰化器操作的使用可扩展到n路输出耦合式负载调制放大器，其中对于连续多个峰化器放大器，电压堆叠式操作增加，以便扩展高效率操作的pbo范围。


技术实现要素：

9.公开一种负载调制放大器，其具有被配置成放大射频信号中低于阈值电平的第一部分的第一功率放大器。第二功率放大器具有被配置成共源共栅配置以放大射频信号中高于阈值电平的第二部分的n堆叠晶体管装置，其中n是大于一的计数数目。
10.实施例包含高功率回退效率正交组合式负载调制功率放大器，所述功率放大器由两个非对称电压操作放大器构成，所述两个非对称电压操作放大器由正交四端口耦合器进
行输出组合。耦合器的隔离端口通常为反射式(开路或短路)，并且可以是复阻抗，但并非理想地为吸收性特性阻抗(50ω)，以便实现增强的功率回退(pbo)效率操作。通过在峰化放大器中利用堆叠式晶体管将峰化器放大器的电压和饱和功率操作增加到高于半导体装置技术的固有最大工作电压和功率能力，实现pbo效率功率范围的增强。更高的工作电压和饱和堆叠式晶体管峰化放大器促进更高10db或更大的pbo效率增强，同时提供高输出阻抗，从而降低其在峰化器的关断区域中载波放大器上的负载阻抗并降低高pbo(低功率)下的效率下降。本公开还可通过增加连续功率组合式峰化放大器的装置堆叠而扩展到n路正交组合式负载调制放大器。根据本公开的非对称供应方法保留了带宽，常规非对称方法放弃带宽而增加电流和相关联峰化器晶体管装置大小以实现在常规非对称多尔蒂设计中实践的大于6db pbo效率增强。
11.在另一方面，可以单独地或一起地组合前述方面中的任一方面，和/或如本文所描述的各种单独方面和特征，以获得额外优点。除非本文相反指示，否则本文所公开的各种特征和元件中的任一者可以与一个或多个其它公开的特征和元件组合。
12.本领域技术人员在阅读以下对于优选实施例的具体说明以及相关的附图后，将会认识到本公开的范围并且了解其另外的方面。
附图说明
13.并入本说明书中并形成本说明书的一部分的附图示出了本公开的几个方面，并且连同说明书一起用于解释本公开的原理。
14.图1是示出根据本公开的非对称堆叠式差分正交组合式负载调制功率放大器(qlmpa)的最简单n:1堆叠比实施例的图。
15.图2是示出根据本公开的非对称堆叠式差分qlmpa的一般性n2:n1堆叠比实施例的图。
16.图3是示出根据本公开的非对称2:1(2:1堆叠峰值-载波装置比)堆叠式差分qlmpa的优选实施例的图。
17.图4是示出根据本公开的非对称n:1(n:1堆叠峰值-载波装置比)堆叠式差分qlmpa的一般化优选实施例的图。
18.图5是示出根据本公开的非对称堆叠式差分qlmpa的三路实施例——1:2:3装置堆叠比——的图。
19.图6是示出根据本公开的非对称堆叠式差分qlmpa的三路实施例
‑‑
1:2:m装置堆叠比
‑‑
的图。
20.图7示出简化以进行实践的所公开实施例：根据本公开的原型40ghz磷化铟异质结双极晶体管非对称差分qlmpa。
21.图8a和8b是示出非对称放大器与对称qlmpa与均衡放大器的功率附加效率和增益模拟的图表。
22.图9a和9b是示出正交耦合器平面处的载波和峰化器放大器负载调制阻抗特性的图表。
23.图10是示出在带宽上的非对称堆叠式qlmpa的图表。
24.图11是示出非对称2.4v-ce/4.8v-共源共栅差分qlmpa相对于非不对称堆叠式
qlmpa设计的比较的表格。
25.图12a和12b是示出非对称放大器与对称qlmpa与均衡放大器的功率附加效率和增益模拟的图表。
26.图13a和13b是示出正交耦合器平面处的载波和峰化器放大器负载调制阻抗特性的图表。
27.图14是示出在带宽上的非对称堆叠式等增益优化qlmpa的图表。
28.图15是示出非对称堆叠的非对称2.4v-ce/4.8v-共源共栅差分qlmpa等增益优化与对称堆叠的功率回退/功率附加效率优化的比较的表格。
29.图16是示出所公开的负载调制放大器系统可如何与例如无线通信装置等用户元件交互的图。
具体实施方式
30.下文阐述的实施例表示使本领域技术人员能够实践实施例并说明实践实施例的最优模式所必需的信息。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念，并将认识到这些概念在此未特别述及的应用。应理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。
31.应理解，尽管术语第一、第二等在本文中可以用于描述各种元件，但这些元件不应受这些术语限制。这些术语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件。如本文所使用，术语“和/或”包含相关联所列项目中的一个或多个项目的任何和所有组合。
32.应理解，当例如层、区域或衬底的元件被称为“在另一元件上”或“延伸到另一元件上”时，其可以直接在另一元件上或直接延伸到另一元件上，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上”或“直接延伸到另一元件上”时，不存在中间元件。同样，应理解，当例如层、区域或衬底的元件被称为“在另一元件上方”或“在另一元件上方延伸”时，其可以直接在另一元件上方或直接在另一元件上方延伸，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上方”或“直接在另一元件上方延伸”时，不存在中间元件。还将理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。
33.例如“以下”或“以上”或“上”或“下”或“水平”或“竖直”的相对术语在本文中可以用于描述一个元件、层或区域与如图式所说明的另一元件、层或区域的关系。应理解，这些术语和上面讨论的那些旨在包括除附图中描绘的朝向之外的装置的不同朝向。
34.本文所用的术语仅用于描述特定实施例的目的，并且不旨在限制本公开。如本文所用，除非上下文另外明确指示，否则单数形式“一(a、an)”和“所述”也旨在包含复数形式。还应理解，当在本文中使用时，术语“包括(comprises、comprising)”和/或包含(includes、including)指定存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但不排除存在或添加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的群组。
35.除非另外定义，否则本文使用的所有术语(包含技术和科学术语)具有与本公开所属领域的普通技术人员通常理解的相同含义。将进一步理解的是，除非本文明确地定义，否
则本文使用的术语应被解释为具有与其在本说明书的上下文和相关技术中的含义一致的含义，并且将不以理想化或过于正式的意义来解释。
36.本文中参考本公开的实施例的示意性图示来描述实施例。这样，层和元件的实际尺寸可以不同，并且预期会由于例如制造技术和/或公差而与图示的形状不同。例如，说明或描述为正方形或矩形的区可以具有圆形或弯曲特征，并且示出为直线的区可以具有一些不规则性。因此，图中所说明的区是示意性的，并且其形状不旨在说明装置的区的精确形状，并且不旨在限制本公开的范围。另外，为了说明目的，结构或区的大小可以相对于其它结构或区放大，并且因此提供结构或区以说明本发明的一般结构，且可以按比例绘制或可以不按比例绘制。附图之间的共同元件在本文中可以用共同的元件标号示出，并且随后不再描述。
37.与传统的多尔蒂功率放大器相比，正交组合式负载调制功率放大器(qlmpa)提供更广的带宽和负载调制能力。非对称多尔蒂放大器和qlmpa通常实施较大的晶体管装置外围和相关联电流以供峰化器放大器将功率回退(pbo)效率峰值范围扩展超出传统6db pbo点，以适应更高的峰值-平均功率比应用。越大的峰化器装置外围伴随越低的输入和输出阻抗，从而产生具有较低带宽和较大峰化器放大器输出负载效应的较高阻抗变换匹配网络。
38.虽然先前已声称非对称供应操作会改善高效率pbo范围，但最大供应操作受技术的击穿电压约束。虽然可设计和整体地集成不同的电压高效功率装置以改善非对称供应负载调制操作，但这并不容易实施，并且对于竖直异质结双极晶体管(hbt)装置可能需要单独的优化外延生长，和/或对于侧向场效应晶体管装置技术中的多个通道设计可能需要额外可靠性检核。
39.本公开涉及将堆叠式晶体管用于非对称qlmpa的峰化器放大器，以实现更大的设计权衡空间以达到更高的功率附加效率(pae)pbo范围。堆叠装置结构增加能提供更高的供应和峰值功率操作，同时还提供更高的断开状态峰化器输出阻抗，以最小化对载波放大器的负载效应，从而改善pbo性能和范围。
40.单独的堆叠式晶体管装置可利用具有比单个晶体管更高的电压操作和/或更高的射频(rf)阻抗特性的多栅极通道装置来实施，以促进负载调制动作。
41.更高电压堆叠式峰化器操作的使用可扩展到n路输出耦合式负载调制放大器，其中对于连续多个峰化器放大器，电压堆叠式操作增加以便扩展高效率操作的pbo范围。
42.图1示出非对称堆叠式正交负载调制均衡放大器10。在示例性实施例中，输入正交耦合器12和输出正交耦合器14各自均具有四个端口，并且是具有几何对称的微带或带状线构造的兰格(lange)型，这确保载波放大器16和峰值放大器18的输出功率的正交功率组合。载波放大器16和峰值放大器18在标记为rfin的输入端20处借助于输入正交耦合器12并联耦合，并在标记为rfout的输出负载端22处借助于输出正交耦合器14并联耦合。
43.输入正交耦合器12和输出正交耦合器14都通常具有小于0.25db的插入损耗和近似倍频程频率操作带宽。例如，在一个实施例中，输入正交耦合器12和输出正交耦合器14均为具有12ghz的最小频率以及24ghz的最大频率的兰格耦合器。在另一实施例中，输入正交耦合器12和输出正交耦合器14均为具有18ghz的最小频率以及36ghz的最大频率的兰格耦合器。在又一实施例中，输入正交耦合器12和输出正交耦合器14均为具有27ghz的最小频率以及54ghz的最大频率的兰格耦合器。输入阻抗终端网络24耦合在输入正交耦合器12的输
入终端端口与固定电压节点g1之间，在此示例性实施例中，所述固定电压节点是接地。输出阻抗终端网络26耦合在输出正交耦合器14的输出终端端口与固定电压节点g1之间。输出耦合器终端端口可以是开路或短路或非50欧姆复阻抗，以便实现载波负载调制操作。载波放大器16(pa1)是n＝1堆叠或(共发射极)晶体管配置，并且峰化器放大器18(pa2)是n＝n＞1堆叠晶体管装置(共发射极(ce)+(n-1)共基极(cb))配置，其中n和n是计数数目。
44.图2示出非对称堆叠式正交负载调制均衡放大器10，其中载波放大器16(pa1)是n＝n1堆叠晶体管装置配置，并且峰化器放大器18(pa2)是n＝n2》n1堆叠式晶体管装置(ce+(n2-n1)cb)配置，其中n1和n2是计数数目。输出耦合器终端端口可以是开路或短路或非50欧姆复阻抗，以便实现载波负载调制操作。
45.图3示出非对称2:1堆叠式差分正交负载调制功率放大器10的另一实施例。图3将载波放大器16(pa1)和峰化器放大器18(pa2)描绘为差分交叉耦合中和放大器，但应理解，在不脱离具有非对称n堆叠放大器晶体管装置配置的本发明实施例范围的情况下，可采用单端放大器。在此示例性实施例中，载波放大器16具有第一晶体管装置q1和第二晶体管装置q2，所述第一晶体管装置和第二晶体管装置都呈具有耦合到固定电压节点g1的发射极的共发射极配置。
46.第一晶体管装置q1具有耦合到输入变换器28的输出绕组的一个端部的基极，并且第二晶体管q2具有耦合到输入变换器28的输出绕组的相对端部的基极。基极偏置vbb通过输入变换器28的输出绕组的抽头提供给第一晶体管装置q1和第二晶体管装置q2。输入变换器28的输入绕组耦合在输入正交12的0
°
相位输出与固定电压节点g1之间。谐振输入电容器cri与输入变换器28的输入绕组并联耦合。
47.第一晶体管装置q1具有耦合到载波输出变换器30的输入绕组的一个端部的集电极，并且第二晶体管q2具有耦合到载波输出变换器30上的输入绕组的相对端部的集电极。集电极电压vcc通过载波输出变换器30的输入绕组的抽头提供给第一晶体管装置q1和第二晶体管装置q2。谐振输出电容器cro与载波输出变换器30的输出绕组并联耦合。载波输出变换器30的输出out1耦合到输出正交耦合器14的90
°
输入端口。
48.其中一者耦合在第一晶体管装置q1的基极与第二晶体管装置q2的集电极之间而另一者从第一晶体管装置q1的集电极耦合到第二晶体管装置q2的基极的第一交叉耦合中和电容器cxn1改善了功率增益并提供了振幅调制-相位调制(am-pm)补偿。
49.在图3的示例性实施例中，峰化器放大器18具有第三晶体管装置q3和第四晶体管装置q4，所述第三晶体管装置和第四晶体管装置都呈具有耦合到固定电压节点g1的发射极的共发射极配置。第三晶体管装置q3具有耦合到峰化器输入变换器32的输出绕组的一个端部的基极，并且第四晶体管q4具有耦合到峰化器输入变换器32的输出绕组的相对端部的基极。基极偏置vbb通过峰化器输入变换器32的输出绕组的抽头提供给第三晶体管装置q3和第四晶体管装置q4。峰化器输入变换器32的输入绕组耦合在输入正交12的90
°
相位输出与固定电压节点g1之间。谐振输入电容器cri与峰化器输入变换器32的输入绕组并联耦合。
50.第五晶体管装置q5耦合到共基极配置中，其中基极电容器cb1耦合在第五晶体管装置q5的基极与固定电压节点g1之间。第五晶体管装置q5的发射极耦合到第三晶体管装置q3的集电极。第六晶体管装置q6耦合到共基极配置中，其中基极电容器cb2耦合在第六晶体管装置q6的基极与固定电压节点g1之间。第六晶体管装置q6的发射极耦合到第四晶体管装
置q4的集电极。
51.第五晶体管装置q5具有耦合到峰化器输出变换器34的输入绕组的一个端部的集电极，并且第六晶体管q6具有耦合到峰化器输出变换器34上的输入绕组的相对端部的集电极。集电极电压vcc通过输出变换器34的输入绕组的抽头提供给第五晶体管装置q5和第六晶体管装置q6。谐振输出电容器cro与峰化器输出变换器34的输出绕组并联耦合。峰化器输出变换器34的输出out2耦合到输出正交耦合器14的0
°
输入端口。其中一者耦合在第五晶体管装置q5的基极与第六晶体管装置q6的集电极之间而另一者从第五晶体管装置q5的集电极耦合到第六晶体管装置q6的基极的第二交叉耦合中和电容器cxn2改善了功率增益并提供了振幅调制-相位调制(am-pm)补偿。
52.在图3中，载波放大器16(pa1)是具有基于共发射极的交叉耦合中和差分放大器配置的n＝1晶体管堆叠，并且峰化器放大器18(pa2)是具有共源共栅交叉耦合中和差分放大器配置的n＝2晶体管堆叠。输出正交耦合器14的输出终端端口可以是开路或短路或非50欧姆复阻抗，以便实现载波放大器负载调制操作。堆叠峰化器放大器18(pa2)的晶体管q3和q5并堆叠晶体管q4和q6允许峰化器放大器18(pa2)的较高供应操作和功率，这有助于改善设计权衡空间以达到更高的pbo效率功率范围性能。此性能可包含等增益、平坦振幅调制-振幅调制(am-am)或相对于pbo功率范围最高的pae，或一些中间性能。在峰化器放大器18(pa2)的n＝2共源共栅拓扑内，在n堆叠晶体管装置的上部共基极装置上存在连到接地的基极电容cb2。可调整基极电容cb2以获得堆叠式晶体管装置配置的最优可靠性和功率特性，以实现高pae、线性和可靠性的期望组合。在硅堆叠式功率放大器设计中，堆叠晶体管装置以实现较高供应和功率操作以及优化共基极配置的第五晶体管装置q5的基极电容cb2是合乎需要的。例如，n堆叠晶体管装置中的选中晶体管装置是借助于耦合到固定电压节点的基极电容以共基极配置耦合的共源共栅晶体管装置，在此示例性实施例中，所述固定电压节点是接地。在一些实施例中，基极电容具有被配置成使负载调制器放大器10的平均故障间隔时间(即，可靠性)最大化的非均一电容值。在其它实施例中，基极电容具有被配置成使负载调制器放大器10的输出功率最大化的非均一电容值。在其它实施例中，基极电容具有被配置成使负载调制器放大器10的功率附加效率最大化的非均一电容值。在其它实施例中，基极电容具有被配置成使负载调制器放大器10的线性增益最大化的非均一电容值。
53.图4示出非对称堆叠式差分qlmpa 10，其中载波放大器(pa1)是n＝1堆叠或共发射极，并且峰化器放大器(pa2)是n＝n晶体管堆叠或共源共栅配置。描绘为耦合到输出正交耦合器14的耦合器终端端口的输出阻抗终端网络26可以是开路或短路或非50欧姆复阻抗，以便实现载波负载调制操作。
54.图5示出非对称堆叠式qlmpa到三路组合式非对称堆叠式差分qlmpa 36的扩展，所述三路组合式非对称堆叠式差分qlmpa包含：载波放大器16(pa1)，其具有呈共发射极配置的n＝1晶体管堆叠；第一峰化器放大器18(pa2)，其具有呈共源共栅装置配置的n＝2晶体管堆叠；以及第二峰化器放大器38(pa3)，其具有n＝3晶体管堆叠装置配置，以便在等增益、高pae方面提高pbo功率范围性能。如图5所示，三路组合式非对称堆叠式差分qlmpa 36包含第二输入正交耦合器40和第二输出正交耦合器42。类似于输出终端阻抗网络26，耦合到第二输出正交耦合器42的终端阻抗44可以是开路或短路或非50欧姆复阻抗，以便实现载波负载调制操作。第二输入阻抗终端网络46耦合到第二输入正交耦合器的终端端口。延迟元件延
迟1、延迟2和延迟3可分别与载波放大器16(pa1)、第一峰化器放大器18(pa2)和第二峰化器放大器38(pa3)放大器中的每一者串联使用，以便时间对准三个放大器rf路径的操作。应了解，三路组合式非对称堆叠式差分qlmpa 36可另外扩展到具有n个功率放大器的n路组合式qlmpa，所述n个功率放大器配置有非均一堆叠式晶体管装置、(n-1)输出组合器耦合器和伴随的非50欧姆终端负载以及多个延迟元件的组合，以使各种rf放大器路径实现优选的pbo操作。
55.图6示出非对称堆叠式qlmpa到三路组合式非对称堆叠式差分qlmpa 36的扩展。然而，在此实施例中，第二峰化器放大器38(pa3)具有n＝m堆叠装置配置，以便在等增益、高pae方面提高pbo功率范围性能，其中m是大于2的计数数目。应了解，三路组合式非对称堆叠式qlmpa36的此示例性实施例可另外扩展到具有n个功率放大器的n路组合式qlmpa，所述n个功率放大器配置有非均一堆叠式晶体管装置、(n-1)输出组合器耦合器和伴随的非50欧姆终端负载以及多个延迟元件的组合，以使各种rf放大器路径实现优选的pbo操作。
56.根据本公开的实施例简化为使用250nm磷化铟(inp)hbt技术的设计实践。图7示出代表了图3的优选实施例的40ghz inp hbt非对称差分qlmpa的原型布局。载波放大器由具有交叉耦合中和(diff cxn ce)的2.4v差分单堆叠(n＝1)共发射极装置构成。峰化器放大器由与差分共基极交叉耦合中和装置配置级联的4.8v差分双堆叠(n＝2)共发射极交叉耦合中和装置构成。单输入rf输入信号由正交兰格耦合器拆分，所述正交兰格耦合器的正交输出被馈送到2.4v单堆叠式差分载波放大器和4.8v双堆叠式差分峰化器放大器。差分载波和峰化器放大器的输出由输出正交兰格耦合器组合。输出正交兰格耦合器的输出终端端口可进行激光微调，以实现短路、开路或50欧姆均衡操作。
57.图8a和8b示出与对称qlmpa(点划线)和传统均衡放大器(长划线)架构相比，非对称2:1堆叠式qlmpa(实线)pbo改进的模拟pae和增益性能。为了维持pae的适当比较，对每种设计配置(均衡、对称qlmpa和非对称qlmpa)的低频增益和p3db压缩进行了偏置优化。线性pbo pae由p-3db增益压缩功率定义，其定义为0db pbo。这是个很好的参考，因为3db可能是数字预失真系统能够在压缩中校正的最大值。在这两个曲线图上给出对于非对称(实线值)和对称堆叠式(点划线值)qlmpa，在pbo处于0db、6db和10db时的pae和pout，以进行直接比较。给出均衡b类放大器作为参考，以示出非对称堆叠式和对称堆叠式qlmpa两者的相对改进。
58.从增益与pout曲线图来看，与对称qlmpa和均衡放大器相比，非对称qlmpa实现了更平坦的增益响应(更低的am-am)。此外，应注意，与对称堆叠式qlmpa相比，p-3db压缩点增加了1.9db。非对称堆叠式qlmpa的线性10db pbo功率比对称堆叠式qlmpa增加1.9db。非对称堆叠式qlmpa在10db pbo下的相关联线性pae比对称堆叠式qlmpa增加了4％。这在线性10-db pbo功率和pae两者上都比对称堆叠式情况有显著改善。
59.应注意，差分双堆叠式峰化器放大器设计未进行lp优化，并且模拟性能被认为对于对称设计是保守的，但模拟性能仍然令人信服。
60.图9a和9b示出对于三个不同设计情况在正交耦合器端口处呈现给放大器的载波和峰化器放大器负载调制阻抗特性与功率、z载波_负载和z峰化器_负载。对于常规均衡放大器(长划线迹线)，如所预期，载波和峰化器调制阻抗分别在45欧姆和50欧姆下大致恒定。对称堆叠式qlmpa(点划线迹线)示出在较低功率电平下84欧姆的载波阻抗，并且在压缩下
降低到～38欧姆，即预期的2:21调制范围。对称堆叠式qlmpa峰化器负载阻抗以约450欧姆开始，并在压缩时收敛到～50欧姆，这也是对表现类似于多尔蒂放大器的所述qlmpa的预期。非对称堆叠式qlmpa(实线迹线)在低功率下以～91欧姆的载波阻抗开始，并在压缩下降到～38欧姆。非对称堆叠式qlmpa呈现增加的反应性尾部阻抗，其超出p3db且可忽略。载波调制阻抗为～2.4:1。值得注意的是，在对称情况下，载波调制阻抗在整个范围中更高，并且阻抗过渡延长且更加急剧。这被认为部分地归因于峰化器双堆叠式装置配置的较高输出阻抗，其减少了载波放大器上的相互动态负载。相关联的非对称堆叠式峰化器负载阻抗以较高的～480欧姆开始，并在中等功率时增加，从而延长阻抗在进入压缩状态时降至50欧姆的更急剧下降。如图8a和8b中所指示，更高和延长的载波和峰化器负载阻抗均使非对称堆叠式qlmpa增益平坦度随着放大器进入压缩状态而扩展到更高功率。与非堆叠式装置配置相比，这被认为是堆叠式峰化器装置的更高阻抗所致。
61.图10给出非对称堆叠式qlmpa在4ghz带宽(毫米波5g应用的典型带宽)上的增益和pae性能。图10示出带宽上的合理性能，与对称堆叠式qlmpa的性能相当。然而，应注意，耦合器平面处的载波阻抗负载调制通过带宽可能比正交耦合器组合器的带宽能力窄的阻抗变换器巴伦(balun)匹配网络进行转换。尽管如此，这表明使用采用了匹配变换器巴伦的差分功率放大器拓扑可实现有效的负载调制操作。
62.图11中的表格汇总了迄今为止最先进的毫米波正交负载调制功率放大器。具体地，图11中的表格比较了本文公开的130nm sige 8xp对称共源共栅qlmpa(c)、250nm inp hbt对称ce(基于marchand)qlmpa(d)、250nm inp hbt对称ce qlmpa(b)和250nm inp hbt非对称ce/共源共栅qlmpa(a)。尽管(d)使用了相同的装置技术，但非对称(a)和对称(b)qlmpa在6db和10db pbo下的pout和pae方面优于相关的目前先进技术装置(c)和(d)。与对称堆叠式qlmpa(b)相比，非对称堆叠式qlmpa(a)在10db pbo下实现高出1.9db的p3db和线性功率，并且在10db pbo下实现高出4％的pae。
63.高pbo pae负载调制功率放大器的应用包含但不限于以下：
64.·
5g/6g基站
65.·
5g/6g毫米波相控阵列
66.·
无线保真(wi-fi)：7(320mhz，》10db的峰值平均功率比，《1％的误差向量幅度)
67.·
手机功率放大器
68.·
ku波段卫星通信
69.·
高级国防无线电系统
70.·
midas
‑‑
毫米波数字阵列
71.图12a和12b示出非对称2:1堆叠式等增益优化qlmpa(实线)pbo相对于非对称2:1堆叠式pbo-pae优化qlmpa(双点划线)、对称qlmpa(单点划线)和传统均衡放大器(长划线)架构的模拟pae和增益性能。为了维持pae的适当比较，对每种设计配置(均衡、对称qlmpa和非对称qlmpa)的低功率增益和p3db压缩进行了偏置优化。线性pbo pae由p-3db增益压缩功率定义，其定义为0db pbo。这是个很好的参考，因为3db可能是数字预失真系统能够在压缩中校正的最大值。在这两个曲线图上给出对于非对称等增益优化、非对称pbo-pae优化和对称堆叠式qlmpa，依此次序，在pbo处于0db、6db和10db时的pae和pout，以进行直接比较。给出均衡b类放大器作为参考，以示出非对称堆叠式和对称堆叠式qlmpa两者的相对改进。根
据图12b的增益与pout曲线图，与对称qlmpa(单点划线)和均衡(长划线)放大器相比，非对称pbo-pae优化qlmpa(双点划线)实现了更平坦的增益响应(更低的am-am)。非对称等增益优化qlmpa(实线)实现了比非对称pbo优化qlmpa(双点划线)更平坦的增益响应。此外，应注意，pbo-pae优化qlmpa(双点划线)p-3db压缩点比对称堆叠式qlmpa(单点划线)增加了1.9db，从而指示架构性能优势。此外，应注意，非对称堆叠式等增益优化qlmpa(实线)p-3db压缩点比非对称堆叠式pbo-pae优化qlmpa(双点划线)再增加0.8db。非对称堆叠式pbo-pae优化qlmpa的线性10db pbo功率比对称堆叠式qlmpa增加了1.9db，而非对称堆叠式等增益优化qlmpa的线性10db pbo功率则比非对称堆叠式pbo-pae优化qlmpa额外增加0.8db。非对称堆叠式pbo-pae优化qlmpa在10db pbo时的相关联线性pae比对称堆叠式qlmpa增加了4％，而非对称堆叠式等增益优化qlmpa额外增加2.3％。与对称堆叠式情况相比，在非对称堆叠式qlmpa的线性10db pbo功率和pae方面都有显著改善。
72.应注意，差分双堆叠式峰化器放大器设计未进行lp优化，并且模拟性能被认为对于对称设计是保守的，但模拟性能仍然令人信服。
73.图13a和13b示出对于四个不同设计情况在正交耦合器端口处呈现给放大器的载波和峰化器放大器负载调制阻抗特性与功率、z载波_负载和z峰化器_负载。对于常规均衡放大器(长划线迹线)，如所预期，载波和峰化器调制阻抗分别在45和50欧姆下大致恒定。对称堆叠式qlmpa示出在较低功率电平下84欧姆的载波阻抗，并且在压缩下降低到～38欧姆，即预期的2:21调制范围。对称堆叠式qlmpa峰化器负载阻抗以约450欧姆开始，并在压缩时收敛到～50欧姆，这也是对表现类似于多尔蒂放大器的所述qlmpa的预期。非对称堆叠式pbo-pae优化qlmpa在低功率下以～91欧姆的载波阻抗开始，并在压缩下降到～38欧姆。非对称堆叠式pbo-pae优化qlmpa呈现增加的反应性尾部阻抗，其超出p3db且可忽略。载波调制阻抗为～2.4:1。非对称堆叠式等增益qlmpa在低功率下以～93欧姆的载波阻抗开始，并在压缩下降到～36欧姆。非对称堆叠式等增益qlmpa呈现增加的反应性尾部阻抗，其超出p3db且可忽略。载波调制阻抗为～2.6:1。应注意，对于这两个非对称堆叠式qlmpa情况，载波调制动态阻抗在整个范围中更高，并且对于对称堆叠式qlmpa情况呈现出延长且更加急剧的阻抗过渡。这被认为部分地归因于与使用单堆叠式常规装置相比，峰化器双堆叠式装置配置的更高输出阻抗，其减少了载波放大器上的相互动态负载效应。相关联的非对称堆叠式峰化器负载阻抗以较高的～500欧姆开始，并在中等功率时增加，从而延长阻抗在进入压缩时降至50欧姆的更急剧下降。如图12a和12b中所指示，更高和延长的载波和峰化器负载阻抗均使非对称堆叠式qlmpa的增益平坦度随着非对称堆叠式qlmpa进入压缩状态而扩展到更高功率。与非堆叠式装置配置相比，这被认为是堆叠式峰化器装置的更高阻抗所致。
74.图14给出非对称堆叠式等增益优化qlmpa在4ghz带宽(毫米波5g应用的典型带宽)上的增益和pae性能。图14示出带宽上的期望性能，与对称堆叠式qlmpa的性能相当。然而，应注意，耦合器平面处的载波阻抗负载调制通过带宽可能比正交耦合器组合器的带宽能力窄的阻抗变换器巴伦匹配网络进行转换。尽管如此，这表明使用采用了匹配变换器巴伦的差分功率放大器拓扑可实现有效的负载调制操作。
75.图15是示出非对称堆叠的非对称2.4v-ce/4.8v-共源共栅差分qlmpa等增益优化与对称堆叠的功率回退/功率附加效率优化的比较的表格。具体地，图15中的表格比较了本文公开的130nm sige 8xp对称共源共栅qlmpa(c)、250nm inp hbt对称ce(基于marchand)
qlmpa(d)、250nm inp hbt对称ce qlmpa(b)、250nm inp hbt非对称ce/共源共栅qlmpa(a)和等增益250nm inp hbt非对称ce/共源共栅qlmpa(aa)。尽管(d)使用了相同的装置技术，但等增益非对称(aa)、非对称(a)和对称(b)qlmpa在10db pbo下的pout和pae方面优于相关的目前先进技术装置(c)和(d)。与对称堆叠式qlmpa(b)相比，非对称堆叠式qlmpa(a)在10db pbo下实现高出0.8db的p3db和线性功率，并且在10db pbo下实现高出4％的pae。此外，在p-1db处，本发明qlmpa实现比相关目前先进技术装置(c)和(d)优1.3db。例如，存在用于将vcc_峰值调整到多达n*vce_p(最大安全操作静止电压)以及将vcc_载波调整到多达m*vce_c(最大安全操作静止电压)的高电位，其中通常m＝1。vcc_峰值和vcc_载波中的任一者或两者的调整会优化(a)pae、(b)线性、(c)等增益特性、(d)信号调制和带宽，以及(e)动态变化的峰值-平均功率比。
76.参考图16，上文所描述的概念可在支持例如蜂窝、无线局域网(wlan)、蓝牙和近场通信等无线通信的例如移动终端、智能手表、平板电脑、计算机、导航装置、接入点等各种类型的无线通信装置或用户元件48中实施。用户元件48通常将包含控制系统50、基带处理器52、接收电路系统54、包含负载调制放大器10的发送电路系统56、天线开关电路系统58、多个天线60和用户接口电路系统62。接收电路系统54经由天线60并通过天线开关电路系统58从一个或多个基站接收射频信号。低噪声放大器和滤波器协作以放大和消除来自所接收信号的宽带干扰以进行处理。然后，降频转换和数字化电路系统(未示)会将滤波后的接收信号降频转换为中间或基带频率信号，接着将所述信号数字化为一个或多个数字流。
77.基带处理器52处理数字化的所接收信号以提取在所接收信号中传送的信息或数据位。这种处理通常包括解调、解码和错误校正操作。基带处理器52通常在一个或多个数字信号处理器和专用集成电路中实施。
78.对于发送，基带处理器52从控制系统50接收可表示语音、数据或控制信息的数字化数据，所述基带处理器对所述数字化数据进行编码以用于发送。编码数据输出到发送电路系统54，其中由调制器使用所述数据来调制处于期望的发送频率或多个期望的发送频率的载波信号。功率放大器会将调制的载波信号放大到适于发送的电平，并通过天线开关电路系统58将调制的载波信号递送到天线60。天线60和复制式发送电路系统56和接收电路系统54可提供空间分集。本领域技术人员将理解调制和处理细节。
79.可以设想，可以组合前述方面中的任一方面，和/或如本文所描述的各种单独方面和特征以获得额外优点。除非本文相反指示，否则本文所公开的各种实施例中的任一实施例可以与一个或多个其他公开的实施例组合。
80.本领域技术人员将认识到对本公开的优选实施例的改进和修改。所有这种改进和修改都被认为是在本文所公开的概念和下文的权利要求的范围内。

技术特征：
1.一种负载调制放大器，其包括：
·
第一功率放大器pa，其被配置成放大射频rf信号中低于阈值电平的第一部分；以及
·
第二pa，其包括被配置成共源共栅配置以放大rf信号中高于所述阈值电平的第二部分的n堆叠晶体管装置，其中n是大于一的计数数目。2.根据权利要求1所述的负载调制放大器，其中所述第一pa包括未堆叠的晶体管装置。3.根据权利要求2所述的负载调制放大器，其中未堆叠的所述晶体管装置呈共发射极配置。4.根据权利要求1所述的负载调制放大器，其另外包括被配置成组合所述rf信号的放大版本的各部分的输出正交耦合器。5.根据权利要求4所述的负载调制放大器，其中所述输出正交耦合器由反射短路端接。6.根据权利要求4所述的负载调制放大器，其中所述输出正交耦合器由小于50欧姆的低复阻抗端接。7.根据权利要求4所述的负载调制放大器，其中所述输出正交耦合器由反射开路端接。8.根据权利要求4所述的负载调制放大器，其中所述输出正交耦合器由大于50欧姆的高复阻抗端接。9.根据权利要求4所述的负载调制放大器，其中所述输出正交耦合器由基本50欧姆端接。10.根据权利要求1所述的负载调制放大器，其中所述n堆叠晶体管装置中的选中晶体管装置是借助于耦合到固定电压节点的基极电容以共基极配置耦合的共源共栅晶体管装置。11.根据权利要求10所述的负载调制放大器，其中所述固定电压节点是接地。12.根据权利要求10所述的负载调制放大器，其中所述基极电容具有被配置成使所述负载调制放大器的增益最大化的非均一电容值。13.根据权利要求10所述的负载调制放大器，其中所述基极电容具有被配置成使所述负载调制放大器的平均故障间隔时间最大化的非均一电容值。14.根据权利要求10所述的负载调制放大器，其中所述基极电容具有被配置成使所述负载调制放大器的输出功率最大化的非均一电容值。15.根据权利要求10所述的负载调制放大器，其中所述基极电容具有被配置成使所述负载调制放大器的功率附加效率最大化的非均一电容值。16.根据权利要求10所述的负载调制放大器，其中所述基极电容具有被配置成使所述负载调制放大器的线性增益最大化的非均一电容值。17.根据权利要求1所述的负载调制放大器，其中所述第一pa和所述第二pa并联耦合。18.根据权利要求17所述的负载调制放大器，其中所述第一pa是载波放大器，并且所述第二pa是被配置成作为多尔蒂放大器操作的峰化器放大器。19.根据权利要求1所述的负载调制放大器，其中所述第一pa和所述第二pa均被配置为差分放大器。20.根据权利要求1所述的负载调制放大器，其另外包括与所述第一pa和所述第二pa并联耦合成3路正交耦合器配置的第三pa。21.根据权利要求20所述的负载调制放大器，其中所述第三pa包括被配置成共源共栅
配置以放大所述rf信号中高于所述阈值电平的一部分的m堆叠晶体管装置，其中m是大于一的计数数目。22.根据权利要求20所述的负载调制放大器，其中所述第三pa被配置为第二峰化器放大器。23.根据权利要求1所述的负载调制放大器，其中所述n堆叠晶体管装置由双栅极场效应晶体管装置实现。24.根据权利要求1所述的负载调制放大器，其中所述n堆叠晶体管装置由具有第一场板和第二场板的场效应晶体管装置实现，其中所述第二场板在栅极与漏极之间。25.一种无线通信装置，其包括：
·
基带处理器；
·
发送电路系统，其被配置成从所述基带处理器接收编码数据并用所述编码数据调制载波信号，其中所述发送电路系统包括：
·
第一功率放大器pa，其被配置成放大射频rf信号中低于阈值电平的第一部分；以及
·
第二pa，其包括被配置成共源共栅配置以放大所述rf信号中高于所述阈值电平的第二部分的n堆叠晶体管装置，其中n是大于一的计数数目。26.根据权利要求25所述的无线通信装置，其中所述第一pa包括未堆叠的晶体管装置。27.根据权利要求26所述的无线通信装置，其中未堆叠的所述晶体管装置呈共发射极配置。28.根据权利要求25所述的无线通信装置，其另外包括被配置成组合所述rf信号的放大版本的各部分的输出正交耦合器。29.根据权利要求28所述的无线通信装置，其中所述输出正交耦合器由反射短路端接。30.根据权利要求28所述的无线通信装置，其中所述输出正交耦合器由小于50欧姆的低复阻抗端接。31.根据权利要求28所述的无线通信装置，其中所述输出正交耦合器由反射开路端接。32.根据权利要求28所述的无线通信装置，其中所述输出正交耦合器由大于50欧姆的高复阻抗端接。33.根据权利要求28所述的无线通信装置，其中所述输出正交耦合器由基本50欧姆端接。34.根据权利要求25所述的无线通信装置，其中所述n堆叠晶体管装置中的选中晶体管装置是借助于耦合到固定电压节点的基极电容以共基极配置耦合的共源共栅晶体管装置。35.一种操作负载调制放大器的方法，所述负载调制放大器具有第一功率放大器pa和第二pa，所述第二pa具有被配置成共源共栅配置的n堆叠晶体管装置，其中n为计数数目，所述方法包括：
·
放大射频rf信号中低于阈值电平的第一部分；以及
·
借助于所述n堆叠晶体管装置放大所述rf信号中高于所述阈值电平的第二部分。

技术总结
本公开涉及高功率回退效率非对称堆叠式差分正交负载调制PA。公开一种负载调制放大器，其具有被配置成放大射频信号中低于阈值电平的第一部分的第一功率放大器。第二功率放大器具有被配置成共源共栅配置以放大所述射频信号中高于所述阈值电平的第二部分的N堆叠晶体管装置，其中N是大于一的计数数目。其中N是大于一的计数数目。其中N是大于一的计数数目。


技术研发人员：K
受保护的技术使用者：QORVO美国公司
技术研发日：2023.03.15
技术公布日：2023/9/25