一种基于扩展谐波阻抗模型的LLC变换器控制装置及方法

一种基于扩展谐波阻抗模型的llc变换器控制装置及方法
技术领域
1.本发明属于电力电子变换器技术领域，具体涉及一种基于扩展谐波阻抗模型的llc变换器控制装置及方法。


背景技术：

2.llc谐振变换器可实现全负载范围内的软开关，从而得到极高的工作效率。由于具有软开关能力和磁集成的优势，高频gan和sic功率器件适合用于谐振变换器，以实现高效率和高功率密度。而同步整流技术采用mosfet代替整流二极管，显著降低了整流电路的整流导通损耗，是实现llc变换器高效率的最有效方法之一。因此，该技术已成为各类开关电源中dc-dc变换的一个研究热点。
3.一般来说，llc同步整流控制方法可分为电流检测法、电压检测法和基于模型的计算法三种。电流传感法与电压传感法在低压大电流应用中有效，但它们极易受到高频gan器件使用所产生的高dv/dt的影响。由于寄生电感和高dv/dt，检测电路可能误操作。考虑到这些影响，研究了基于模型的高抗扰度同步整流计算方法。而传统的基于模型的计算方法只考虑基次谐波而忽略了高次谐波，导致同步整流管的体二极管精度低、导通时间高。


技术实现要素：

4.本发明针对现有技术中的缺陷和不足，提出了一种基于扩展谐波阻抗模型的llc变换器控制装置及方法，其为一种基于扩展谐波阻抗模型的同步整流控制方法，可以通过考虑谐波，在频域建立阻抗模型，准确计算出同步整流导通时间，使得同步整流体二极管的导通时间最小化，降低了导通损耗，提高了转换器效率，同时提升了抗干扰能力，有效避免了高dv/dt对同步整流导通时间的影响，并且实现了对gan器件运行过程中引起的开关噪声的高抗扰性。本发明能够精确计算同步整流导通时间，以最小化同步整流体二极管的导通时间并实现低导通损耗。
5.本发明为解决其技术问题，采用的具体技术方案如下：
6.一种基于扩展谐波阻抗模型的llc变换器控制装置，包括llc变换器、采样电路、数字信号处理器和隔离驱动电路；
7.所述llc变换器包括原边半桥变换电路、谐振电路、副边全波整流电路；所述原边半桥变换电路包括第一开关管q1，第二开关管q2；所述谐振电路包括谐振电感lr、谐振电容cr以及变压器，所述变压器中固有励磁电感lm，所述激磁电感lm设置在所述变压器原边；所述第一开关管q1和第二开关管q2的中点与谐振电感lr串联，再与所述激磁电感lm的一端连接，所述激磁电感lm的另一端和谐振电容cr一端连接，谐振电容cr另一端连接q2另一端；所述副边全波整流电路包括第三开关管s1，第四开关管s2，所述第三开关管s1和第四开关管s2的一端分别连接于变压器副边绕组的两端；变压器副边绕组的中点接在负载ro的一端，第三开关管s1，第四开关管s2并联接在负载ro另一端。
8.进一步地，所述第一～第四开关管q1～q2，s1～s2均为功率开关管。
9.本发明还提供一种基于扩展谐波阻抗模型的llc变换器控制装置的同步整流控制方法，包括如下步骤：
10.步骤(1)采集输出电流io和输出电压vo信号，经采样电路输入数字信号处理器中；该信号与数字信号处理器内参考输出电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述隔离驱动电路得到所述原边半桥变换电路中原边的第一、第二开关管q1～q2的驱动信号，实现对输出电流io和输出直流电压vo的控制；
11.步骤(2)利用采样得到的输出直流电压vo和输出电流io，计算输出等效负载，并根据比例-积分控制器计算出开关频率；通过考虑谐波，在频域建立阻抗模型，准确计算出同步整流导通时间；
12.步骤(3)同步第三、第四开关管s1～s2开通时刻和原边的第一、第二开关管q1～q2相同，同步第三、第四开关管s1～s2关断时刻则由计算出的同步整流导通时间决定。
13.进一步地，所述步骤(3)中，第三、第四开关管s1～s2的关断时刻等于开通时刻加上计算出的同步整流导通时间。
14.进一步地，所述阻抗模型的建立方法如下:
15.阻抗z
1k
是：
16.z
1k
＝a
1k
+jb
1k
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
17.a
1k
和b
1k
分别为阻抗z
1k
的实部和虚部，其表达式为：
18.a
1k
＝r
ek
/(r
ek2cj2
k2ω2+1)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0019][0020]
其中，ω是开关频率，单位为角度；cj是同步整流mosfet的等效输出电容，k表示第k次谐波；输出等效电阻r
ek
是：
[0021]rek
＝8n2ro/(k2π2)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0022]
其中，re是输出负载，n为变压器匝数比；因此，z
1k
的阻抗角为：
[0023]
θ
1k
＝arctan(a
1k
/b
1k
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0024]
考虑到激磁电感lm，z
2k
为：
[0025]z2k
＝z
1k
//(jkωlm)＝(a
2k
+jb
2k
)/(c
2k
+jd
2k
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0026]
其中，中间参数a
2k
,b
2k
,c
2k
和d
2k
分别计算为：
[0027][0028]b2k
＝kωl
mrek
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0029]c2k
＝r
ek
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0030][0031]
阻抗角θ
2k
计算如下：
[0032][0033]
输出阻抗z
3k
的计算公式如下：
[0034][0035]
其中，中间参数a
3k
,b
3k
,c
3k
和d
3k
是：
[0036][0037][0038][0039]d3k
＝kωcrr
ek
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0040]
其中，fn等于ω/ωr，ωr是谐振频率，λ等于lm/lr；
[0041]z3k
的阻抗角为：
[0042][0043]
副边电流为：
[0044][0045]
其中，i
sk
是副边电流有效值,v
in
为llc变换器输入电压；
[0046]
因此，副边电流在时域中表示为：
[0047][0048]
当次级电流i’s
(t)过零时，副边电流对应的相角为θf,即ωt＝θf.副边电流此时为：
[0049][0050]
上式没有解析解，采用数学理论中的二分法计算得到θf；
[0051]
同步整流导通时间通过以下方式获得：
[0052]
δt
on
＝0.5f
s-1-θf/ω
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(21)。
[0053]
本发明具有如下有益效果：
[0054]
1、本发明基于所提出的扩展谐波模型，可以精确计算出同步整流导通时间，从而使同步整流体二极管导通时间最小化，显著降低导通损耗，提高了变换效率；
[0055]
2、本发明使用数字控制和数学模型，可以方便地实现所提出的同步整流，而无需额外检测高频信号。
[0056]
3、本发明对高频开关器件运行过程中引起的开关噪声具有很高的抗扰性。
附图说明
[0057]
图1是本发明的拓扑及控制原理图。
[0058]
图2是本发明在不同开关频率下的电压电流波形图。
[0059]
图3是本发明的llc等效电路。
[0060]
图4是本发明的工作波形。
[0061]
图5是本发明的同步整流驱动信号的产生波形图。
[0062]
图6是本发明的同步整流控制流程图。
[0063]
图中元器件符号说明：
[0064]vin
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
llc输入直流电压
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
lrꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
谐振电感
[0065]
voꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
输出直流电压
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀcr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
谐振电容
[0066]io
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
输出电流
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
lmꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
激磁电感
[0067]
adc1,adc2
ꢀꢀꢀꢀ
第一ad采样,第二ad采样
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀilr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
谐振电流
[0068]
q1～q2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
第一、第二开关管
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀis1
,i
s2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
整流侧电流
[0069]
s1～s2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
第三、第四开关管
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀnꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
变压器变比
[0070]ro
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
输出负载
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀvref
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
参考电压
[0071]co
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
滤波电容
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀilm
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
激磁电流
具体实施方式
[0072]
下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。
[0073]
本发明涉及的基于扩展谐波阻抗模型的llc变换器控制装置包括llc变换器、采样电路、dsp(数字信号处理器)和隔离驱动电路，如图1、图3所示，所述llc变换器包括原边半桥变换电路、谐振电路、副边全波整流电路；所述原边半桥变换电路包括第一开关管q1，第二开关管q2；所述谐振电路包括谐振电感lr、谐振电容cr以及变压器，所述变压器中固有励磁电感lm，所述激磁电感lm设置在所述变压器原边；所述第一开关管q1和第二开关管q2的中点与谐振电感lr串联，再与所述激磁电感lm的一端连接，所述激磁电感lm的另一端和谐振电容cr一端连接，谐振电容cr另一端连接第二开关管q2另一端；所述副边全波整流电路包括第三开关管s1，第四开关管s2，所述第三开关管s1和第四开关管s2的一端分别连接于变压器副边绕组的两端。变压器副边绕组的中点接在负载ro的一端，第三开关管s1，第四开关管s2并联接在负载ro另一端。图1中，srs表示同步整流管，pi表示比例-积分控制器，fs表示开关频率，vco表示压控振荡器，将比例-积分控制器输出的信号转换成开关频率。
[0074]
本发明的一种基于扩展谐波阻抗模型的llc变换器控制方法需要在dsp中对输出直流电压和电流的采样信号进行计算，通过考虑谐波，在频域建立阻抗模型，准确计算出同步整流导通时间。同步整流的开通时刻与原边开关管的开通时刻一致，而同步整流的关断时刻等于所述开通时刻加上计算的同步整流导通时间。
[0075]
所述第一～第四开关管q1～q2，s1～s2均为mos管。
[0076]
所述阻抗模型的建立方法如下：
[0077]
阻抗z
1k
是：
[0078]z1k
＝a
1k
+jb
1k
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(22)
[0079]
中间参数a
1k
和b
1k
是：
[0080]a1k
＝r
ek
/(r
ek2cj2
k2ω2+1)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(23)
[0081][0082]
其中，ω是开关频率，单位为角度。cj是同步整流mosfet的等效输出电容，k表示第k次谐波。输出等效电阻r
ek
是：
[0083]rek
＝8n2ro/(k2π2)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(25)
[0084]
其中，re是输出负载，n为变压器匝数比。因此，z
1k
的阻抗角为：
[0085]
θ
1k
＝arctan(a
1k
/b
1k
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(26)
[0086]
考虑到激磁电感lm，z
2k
为：
[0087]z2k
＝z
1k
//(jkωlm)＝(a
2k
+jb
2k
)/(c
2k
+jd
2k
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(27)
[0088]
其中，中间参数a
2k
,b
2k
,c
2k
和d
2k
是：
[0089][0090]b2k
＝kωl
mrek
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(29)
[0091]c2k
＝r
ek
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(30)
[0092][0093]
阻抗角θ
2k
计算如下：
[0094][0095]
输出阻抗z
3k
的计算公式如下：
[0096][0097]
其中，中间参数a
3k
,b
3k
,c
3k
和d
3k
是：
[0098][0099][0100][0101]d3k
＝kωcrr
ek
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(37)
[0102]
其中，fn等于ω/ωr，ωr是谐振频率，λ等于lm/lr。
[0103]z3k
的阻抗角为：
[0104][0105]
副边电流为：
[0106][0107]
其中，i
sk
是副边电流有效值，v
in
为llc变换器输入电压。
[0108]
因此，副边电流在时域中表示为：
[0109][0110]
当次级电流i’s
(t)过零时，副边电流对应的相角为θf,即ωt＝θf.
[0111]
[0112]
同步整流导通时间可通过以下方式得：
[0113]
δt
on
＝0.5f
s-1-θf/ω
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(42)
[0114]
由于(20)没有解析解，所以很难用数学表达式直接得到θf。但由于数字控制的优势，可以采用数学理论中的二分法计算得到θf。
[0115]
如图1所示，所述llc变换器工作时，主要控制步骤如下：
[0116]
步骤(1)采集输出电流io和输出直流电压vo信号，经采样电路输入dsp中；该信号与dsp内参考输出电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器(pi)计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述隔离驱动电路得到所述原边半桥变换电路中原边开关管q1～q2的驱动信号，实现对输出电流io和输出直流电压vo的控制；
[0117]
步骤(2)利用采样得到的输出直流电压vo和输出电流io，计算输出等效负载，并根据比例-积分控制器计算出开关频率；通过考虑谐波，在频域建立阻抗模型，准确计算出同步整流导通时间；该信号利用已有的采样电路，无需增加新的电路。利用闭环得到的开关频率和建立的阻抗模型，并通过数学二分法求得θf代入式(42)中，计算得到同步整流导通时间。
[0118]
步骤(3)同步第三、第四开关管s1～s2开通时刻和原边的第一、第二开关管q1～q2相同，同步第三、第四开关管s1～s2关断时刻则由计算出的同步整流导通时间决定；
[0119]
根据所建模型计算出的同步整流导通时间，同步整流管关断时刻等于原边开通时刻加上计算出的导通时间。在dsp中，将同步整流的导通时间经过换算得到比较寄存器的比较值，得到脉冲频率调制信号。利用隔离芯片和驱动器，输出同步整流管驱动信号。
[0120]
所述llc变换器工作时，利用闭环控制所需的输出直流电压vo和输出电流io，计算输出等效负载。
[0121]
图2所示为llc同步整流的波形图。由图2可得到不同情况的开关频率下电路的各部分参数随时间的变化情况。
[0122]
图3与图4所示为llc变换器的等效模型与工作波形。v
ab
为原边桥臂的中点电压，其值为v
in
。i
lr
是一次谐振电流，cj是同步整流管的等效输出电容。功率器件、谐振lc对和变压器为理想情况。在分析中，谐振电感产生漏感，忽略死区时间。n为变压器变比，k为第k次谐波。由等效模型图中的以上参数可得式(22)(27)(33)，进而推导至式(42)。虽然式(41)没有解析解，但由于数字控制的优势，可以采用数学理论中的二分法获得θf，并由此得到同步整流导通时间。
[0123]
图5给出了所提出的同步整流控制方法的数字实现方案。所述方案采用了ti公司的dsp(tms320f280049c)，时钟频率高达100mhz。dsp增强脉冲宽度调制的时钟频率f
clk
也是100mhz。根据图5，采用上升-下降计数模式，计算prd为f
clk
/(2fs)。a
cmp
和b
cmp
由同步整流导通时间计算，公式为：
[0124]acmp
＝f
clk
·
δt
on (43)
[0125]bcmp
＝prd-f
clk
·
δt
on (44)
[0126]
其中，f
clk
表示dsp时钟频率，a
cmp
和b
cmp
表示比较寄存器中的计数值，δt
on
表示同步整流在时域的导通时间，prd表示上升-下降计算模式的开关周期。
[0127]
当比较寄存器中的值等于a
cmp
或b
cmp
时，增强脉冲宽度调制数字信号将输出同步整流的驱动信号。
[0128]
图6给出了所述同步整流的流程图。从图6中可知，使用脉冲频率调制信号从比例-积分控制器的输出计算出开关频率fs。根据式(21)计算同步整流导通时间，则可得a
cmp
或b
cmp
。为了保证安全运行，采用上限和下限来提供保护。因此，所提出的同步整流控制可以方便地在dsp中实现，而无需额外的检测电路。
[0129]
综上所述，本发明适用于llc变换器，通过考虑谐波，在频域建立阻抗模型，准确计算出同步整流导通时间，从而使同步整流体二极管导通时间最小化，显著降低导通损耗，提高了同步整流精度与llc变换效率。由于数字控制和数学模型的优点，可以方便地实现所提出的同步整流，而无需额外检测高频信号，并且对高频开关器件运行过程中引起的开关噪声具有很高的抗扰性。
[0130]
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

技术特征：
1.一种基于扩展谐波阻抗模型的llc变换器控制装置，其特征在于，包括llc变换器、采样电路、数字信号处理器和隔离驱动电路；所述llc变换器包括原边半桥变换电路、谐振电路、副边全波整流电路；所述原边半桥变换电路包括第一开关管q1，第二开关管q2；所述谐振电路包括谐振电感l
r
、谐振电容c
r
以及变压器，所述变压器中固有励磁电感l
m
，所述激磁电感l
m
设置在所述变压器原边；所述第一开关管q1和第二开关管q2的中点与谐振电感l
r
串联，再与所述激磁电感l
m
的一端连接，所述激磁电感l
m
的另一端和谐振电容c
r
一端连接，谐振电容c
r
另一端连接q2另一端；所述副边全波整流电路包括第三开关管s1，第四开关管s2，所述第三开关管s1和第四开关管s2的一端分别连接于变压器副边绕组的两端；变压器副边绕组的中点接在负载r
o
的一端，第三开关管s1，第四开关管s2并联接在负载r
o
另一端。2.根据权利要求1所述的一种基于扩展谐波阻抗模型的llc变换器控制装置，其特征在于：所述第一～第四开关管q1～q2，s1～s2均为功率开关管。3.根据权利要求1或2所述的一种基于扩展谐波阻抗模型的llc变换器控制装置的同步整流控制方法，其特征在于，包括如下步骤：步骤(1)采集输出电流i
o
和输出电压v
o
信号，经采样电路输入数字信号处理器中；该信号与数字信号处理器内参考输出电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述隔离驱动电路得到所述原边半桥变换电路中原边的第一、第二开关管q1～q2的驱动信号，实现对输出电流i
o
和输出直流电压v
o
的控制；步骤(2)利用采样得到的输出直流电压v
o
和输出电流i
o
，计算输出等效负载，并根据比例-积分控制器计算出开关频率；通过考虑谐波，在频域建立阻抗模型，准确计算出同步整流导通时间；步骤(3)同步第三、第四开关管s1～s2开通时刻和原边的第一、第二开关管q1～q2相同，同步第三、第四开关管s1～s2关断时刻则由计算出的同步整流导通时间决定。4.根据权利要求3所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述步骤(3)中，第三、第四开关管s1～s2的关断时刻等于开通时刻加上计算出的同步整流导通时间。5.根据权利要求3所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述阻抗模型的建立方法如下：阻抗z
1k
是：z
1k
＝a
1k
+jb
1k
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)a
1k
和b
1k
分别为阻抗z
1k
的实部和虚部，其表达式为：a
1k
＝r
ek
/(r
ek2
c
j2
k2ω2+1)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)其中，ω是开关频率，单位为角度；c
j
是同步整流mosfet的等效输出电容，k表示第k次谐波；输出等效电阻r
ek
是：r
ek
＝8n2r
o
/(k2π2)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)其中，r
e
是输出负载，n为变压器匝数比；因此，z
1k
的阻抗角为：θ
1k
＝arctan(a
1k
/b
1k
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
考虑到激磁电感l
m
，z
2k
为：z
2k
＝z
1k
//(jkωl
m
)＝(a
2k
+jb
2k
)/(c
2k
+jd
2k
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)其中，中间参数a
2k
,b
2k
,c
2k
和d
2k
分别计算为：b
2k
＝kωl
m
r
ek
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)c
2k
＝r
ek
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)阻抗角θ
2k
计算如下：输出阻抗z
3k
的计算公式如下：其中，中间参数a
3k
,b
3k
,c
3k
和d
3k
是：是：是：d
3k
＝kωc
r
r
ek
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)其中，f
n
等于ω/ω
r
，ω
r
是谐振频率，λ等于l
m
/l
r
；z
3k
的阻抗角为：副边电流为：其中，i
sk
是副边电流有效值,v
in
为llc变换器输入电压；因此，副边电流在时域中表示为：当次级电流i’s
(t)过零时，副边电流对应的相角为θ
f
,即ωt＝θ
f
.副边电流此时为：上式没有解析解，采用数学理论中的二分法计算得到θ
f
；同步整流导通时间通过以下方式获得：δt
on
＝0.5f
s-1-θ
f
/ω (21)。

技术总结
本发明提出了一种基于扩展谐波阻抗模型的LLC变换器控制装置及方法。所提出的同步整流方法需要在数字信号处理器(DSP)中对输出直流电压和电流的采样信号进行计算，通过考虑谐波，在频域建立阻抗模型，准确计算出同步整流导通时间。同步整流管的开通时刻与原边开关管器件一致，而同步整流管的关断时刻等于开通时刻加上计算出的同步整流导通时间。该方法不仅使同步整流体二极管的导通时间最小化，计算精度高，而且对高开关频率噪声具有很高的抗扰性，所提方法大幅提高了LLC变换器的效率。所提方法大幅提高了LLC变换器的效率。所提方法大幅提高了LLC变换器的效率。


技术研发人员：李浩然 胡存刚 朱文杰 颜娟 储睿 刘碧 唐曦
受保护的技术使用者：安徽大学
技术研发日：2023.07.06
技术公布日：2023/9/23