电动机的控制装置的制作方法

1.本发明涉及一种电动机的控制装置。


背景技术：

2.永磁同步电动机设计成使定子所产生的磁通和转子所产生的磁通成为正弦波。但是，在许多电动机中，由于定子的齿的构造、转子的磁铁的配置方法等，与转子位置(从定子观察的转子的相位)同步的高次谐波重叠在交链磁通上。由此，交链磁通失真，所以成为电动机的噪声或转矩脉动的原因。在将电动机搭载在电动汽车上的情况下，车辆的驾驶性和商品性恶化。
3.交链磁通的失真表现为感应电压的失真。另外，感应电压中包含的高次谐波电压与转子的相位同步产生。因此，根据转子的相位通过逆变器(控制器)来重叠反相的高次谐波电压，从而能够抑制失真，能够抑制从电动机产生的噪声和转矩脉动。作为这样的现有技术，例如在专利文献1中有记载。现有技术文献专利文献
4.专利文献1：日本国专利特开2004-032944号公报


技术实现要素：

发明要解决的问题
5.在根据转子的相位生成电压指令值的情况下，需要考虑从检测转子的相位起到反映到逆变器的电压为止的延迟时间。这是因为在延迟时间期间内转子的相位会前进。在电流矢量控制中，在将电流控制器所生成的旋转坐标上的电压指令值坐标变换为固定坐标上的电压指令值时，补偿所检测的转子的相位的延迟。以下将其表现为pwm相位延迟补偿。pwm相位延迟补偿是对于基波电压的补偿，对于在控制器中重叠的高次谐波电压不起作用。
6.专利文献1中记载的发明是以下技术：根据转子的相位运算反相的高次谐波电压，重叠到二相的固定坐标上的电压指令值。然而，不存在针对在控制器中重叠的高次谐波电压的pwm相位延迟补偿。因此，在电动机的速度高的情况下，难以正确地重叠高次谐波电压。
7.本发明要解决的课题是无相位延迟地重叠为了抑制从电动机产生的噪声和转矩脉动而在控制器中重叠的反相的高次谐波电压。解决问题的技术手段
8.在此，本发明的电动机的控制装置具备：高次谐波电压运算部，其在与转子相位同步的二相旋转坐标系上运算与基波电压指令值相加的高次谐波电压；以及高次谐波相位延迟补偿部，其根据所述高次谐波电压的高次谐波次数和基波电压的电角频率来补偿所述高次谐波电压运算部的运算时的相位延迟。发明的效果
9.能够无相位延迟地重叠为了抑制从电动机产生的噪声和转矩脉动而在控制器中
重叠的反相的高次谐波电压。
附图说明
10.图1是表示电力变换装置的概略电路构成的图。图2是说明控制器104的现有处理的处理框图。图3是表示pwm相位延迟补偿的原理的图。图4是高次谐波重叠器211的处理框图。图5是控制器104的现有处理中的模拟波形。图6是说明控制器104的本发明中的处理的处理框图。图7是控制器104的本发明中的处理中的模拟波形。
具体实施方式
11.以下，参照附图说明本发明的电力变换装置的实施方式。另外，在各图中，对于相同的要素标记相同的符号，省略重复的说明。
12.图1是表示电力变换装置的概略电路构成的图。在图1中，电动机102的电力变换装置主要由逆变器101、电池103、控制器104等构成。逆变器101是三相电压型2电平逆变器。
13.电动机102与电动车辆系统的驱动机构连接，通过电动机102旋转来推进车辆。本实施例的电动机102是交流电动机，是三相埋入磁铁型同期电动机(ipmsm)。电动机102通过从设置在未图示的转子上的永久磁铁产生的磁通与由流过固定在电枢上的三相绕组105、106、107的电流iu、iv、iw产生的磁场的相互作用而动作。iu、iv、iw分别是u相电流、v相电流、w相电流。另外，在本实施例中，使用永磁同步电动机进行说明，但即使是绕组励磁同步电动机等其他同步电动机，本发明也成立。
14.电动机102具备磁极位置传感器108。磁极位置传感器108具有检测电动机102的转子的磁极位置作为相对于定子的相位的功能。磁极位置传感器108输出转子相位109(θ)，转子相位109被输入到控制器104。使用图2在后叙述关于转子相位109(θ)的控制器104中的处理。作为磁极位置传感器108，可以由旋转变压器、旋转编码器、绝对编码器等构成。
15.电流传感器110检测流过绕组105、106、107的电流，基于此输出u相电流传感器信号111(表示电流iu的信号)、v相电流传感器信号112(表示电流iv的信号)、w相电流传感器信号113(表示电流iw的信号)，并输入到控制器104。电流传感器信号111、112、113的控制器104中的处理也使用图2在后叙述。
16.逆变器101包含开关元件114、115、116、117、118、119和续流二极管120、121、122、123、124、125。本实施例的开关元件114～119是si-igbt，包含栅极端子、集电极端子、发射极端子。续流二极管120～125连接在开关元件114～119各自的集电极端子与发射极端子之间。续流二极管120～125在开关元件114～119的集电极端子成为比发射极端子高的电位的情况下，通过续流二极管120～125流过电流，防止对开关元件114～119施加高的逆电压。但是，不限于si-igbt和续流二极管的组合，也可以通过其他半导体元件构成逆变器电路。
17.开关元件114～119的接通和断开的切换通过与各个开关元件114～119的栅极端子连接的栅极驱动信号126、127、128、129、130、131来进行。作为各栅极驱动信号126～131的基础的栅极信号132由控制器104生成并输出到栅极驱动电路135。栅极驱动电路135将栅
极信号132变换为开关元件114、115、116、117、118、119的接通和断开的切换所需要的电位，输出栅极驱动信号126、127、128、129、130、131。控制器104中的栅极信号132的生成使用图2在后叙述。
18.开关元件114的发射极端子和开关元件115的集电极端子相互连接，其连接点与绕组105连接，流过电流iu。开关元件116的发射极端子和开关元件117的集电极端子相互连接，其连接点与绕组106连接，流过电流iv。开关元件118的发射极端子和开关元件119的集电极端子相互连接，其连接点与绕组107连接，流过电流iw。开关元件114、116、118的集电极端子相互连接并连接到高电位dc布线133。另外，开关元件115、117、119的发射极端子相互连接并连接到低电位dc布线134。
19.由此，控制器104根据所生成的栅极信号132，在适当的时刻进行开关元件114、115、116、117、118、119的接通和断开，控制流过绕组105、106、107的电流iu、iv、iw，实现电动机102的旋转控制。栅极信号132以电流iu、iv、iw成为相互相差120度相位的正弦波状的信号的方式形成pwm(脉冲宽度调制)信号的形式。
20.电压传感器136与高电位dc布线133和低电位dc布线134连接，检测它们的电位差。由于高电位dc布线133与低电位dc布线134的电位差通常是例如100v以上的高电压，所以电压传感器136生成变换为控制器104能够检测的低电压的dc电压传感器信号137(vdc)，并输入到控制器104。
21.逆变器101中包含的平滑电容器138连接在高电位dc布线133与低电位dc布线134之间。平滑电容器138具有抑制由开关元件114～119的开关动作产生的dc电压的脉动的作用。
22.在电池103中，电池103的高电位侧的端子与高电位dc布线133连接，电池103的低电位侧的端子与低电位dc布线134连接。由此，作为对逆变器101或电动机102供给电力的直流电源而发挥功能。
23.从例如ecu(electronic control unit)等车辆的上位控制器提供的转矩指令139(t*)被输入到控制器104。根据该转矩指令139(t*)，控制器104进行电动机102的转矩控制。另外，虽然在图1中未图示，但向控制器104输入电动机102的转子温度。转子温度优选由温度传感器检测，但也可以是使用通过公知的方法推定的温度的构成。
24.图2是说明控制器104的现有处理的处理框图。在图2中，控制器104的处理块包含：电流指令运算部201、三相二相变换部202、电流控制部203、二相三相变换部204、速度运算部205、pwm栅极控制信号生成部(控制信号生成部)206、偏差计算器207、偏差计算器208、pwm相位延迟补偿器209和高次谐波重叠器211。由电流指令运算部201、三相二相变换部202、电流控制部203、二相三相变换部204、偏差计算器207以及偏差计算器208形成三相电压指令值生成部。
25.控制器104使三相的电流iu、iv、iw流至电动机102而进行旋转控制，但在控制器104的内部使用在从三相的固定坐标变换为与由d轴和q轴表示的转子相位同步的两相的旋转坐标的坐标系中进行处理的、所谓的电流矢量控制方式的方法。
26.电流指令运算部201计算d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*。向电流指令运算部201输入转矩指令139(t*)、旋转角速度ω、dc电压传感器信号137(vdc)，运算d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*。旋转角速度ω根据转子相位109(θ)由速度运算部205运
算。
27.三相二相变换部202对于电流传感器信号111(iu)、112(iv)、113(iw)，根据转子相位109(θ)的信息进行向d轴和q轴的坐标变换，输出d轴检测电流id和q轴检测电流iq。
28.偏差计算器207运算从电流指令运算部201输出的d轴电流指令值id*与从三相二相变换部202输出的d轴检测电流id的偏差，将d轴电流偏差δid输出到电流控制部203。偏差计算器208运算从电流指令运算部201输出的q轴电流指令值iq*与从三相二相变换部202输出的q轴检测电流iq的偏差，将q轴电流偏差δiq输出到电流控制部203。
29.电流控制部203以表示作为目标值的指令值与作为输出值的测定值的偏差的d轴电流偏差δid和q轴电流偏差δiq成为零的方式进行反馈控制，为了更新输出值，运算并输出作为电压指令的d轴电压指令vd*和q轴电压指令vq*。电流控制部203中的反馈控制例如通过pi控制来进行。
30.加法器212将vd*和从后述的高次谐波重叠器211输出的vdhrm*相加，输出新的d轴电压指令值vd**。加法器213将vq*和从后述的高次谐波重叠器211输出的vqhrm*相加，输出新的q轴电压指令值vq**。
31.vd**和vq**被输入到二相三相变换部204，根据修正后转子相位210(θdelay)运算并输出三相电压指令值vu*、vv*、vw*。
32.输入到二相三相变换部204的修正后转子相位210(θdelay)通过pwm相位延迟补偿器209如式(1)、式(2)那样运算。θdelay＝θ+ωxtdelay
…
(1)tdelay＝ts[n]+0.5ts[n+1]
…
(2)其中，在式(1)、式(2)中，tdelay是控制延迟时间，ts[n]是当前的控制周期(载波周期)，ts[n+1]是下次中断时的控制周期。
[0033]
这里，对作为与本发明有关的技术的pwm相位延迟补偿进行说明。pwm相位延迟补偿是在将与转子相位同步的旋转坐标上的电压指令值变换为uvw固定坐标上的值时，推定在控制延迟时间期间前进的转子相位来进行坐标变换的功能。以下，说明产生控制延迟时间的理由和补偿的方法。
[0034]
图3表示以横轴为时间时的、控制器4的动作时刻(相电流及转子相位的检测和电流控制、pwm占空比更新)与转子相位的关系以及控制延迟时间的一例。但是，省略了用于pwm占空比计算的dc电压传感器信号137(vdc)的检测时刻。如图3所示，相对于相电流和转子相位的检测，pwm占空比的更新时刻延迟当前的控制周期ts[n]。另外，在下次中断时的控制周期ts[n+1]的期间中pwm占空比是恒定的，需要设定该期间中的平均pwm占空比。因此，从相电流及转子相位的检测起到pwm占空比更新为止的控制延迟时间tdelay由上述式(2)表示。
[0035]
如果旋转角速度ω的变化慢、在控制延迟时间tdelay期间不变化，则可以如式(3)那样计算在tdelay期间前进的转子相位差θdiff。
[0036]
θdiff＝ω
×
tdelay
…
(3)通过在所检测的转子相位θ上加上θdiff，能够如式(1)那样推定pwm占空比更新时的转子相位θdelay。以上是pwm相位延迟补偿的原理。
[0037]
pwm栅极控制信号生成部(控制信号生成部)206根据三相电压指令值vu*、vv*、vw*
和vdc运算pwm占空比。然后，通过比较pwm占空比和未图示的载波，生成作为pwm信号的6个栅极信号132并输出到栅极驱动电路135。
[0038]
图4是高次谐波重叠器211的处理框图。通过式(4)、式(5)的运算，输出d轴高次谐波电压指令值vdhrm*和q轴高次谐波电压指令值vqhrm*。vdhrm*＝∑(adixsin(ni(e+φi))
…
(4)vqhrm*＝∑(aqixsin(ni(e+φi))
…
(5)其中，在式(4)、式(5)中，adi是d轴高次谐波电压振幅，aqi是q轴高次谐波电压振幅，ni是高次谐波次数，φi是高次谐波电压相位。另外，i是1～m的整数。vdhrm*和vqhrm*成为合成了多次高次谐波电压的信号，根据电动机的感应电压中包含的高次谐波电压，选择重叠的高次谐波电压。另外，感应电压中包含的高次谐波电压主要在固定坐标上为6n
±
1次(n为除0以外的自然数、三相平衡的情况)，在与转子相位同步的旋转坐标上为6n次。因此，重叠的高次谐波选择6n次即可。
[0039]
adi、aqi和φi设定为抵消重叠在感应电压上的高次谐波电压。这些值也可以不是固定值，而是依赖于转矩、电流、转速等，通过查找表等进行变更的构成。
[0040]
以上是控制器4的现有处理。在此，对现有处理的课题进行说明。
[0041]
图5表示在图2所示的控制器104的现有处理中，仅在q轴上重叠了高次谐波电压时的u相电流iu和q轴高次谐波电压vqhrm的波形(模拟波形)。用虚线表示理想状态下的波形，用实线表示现有控制下的波形。另外，为了比较低旋转和高旋转，比较了300rpm和3000rpm这两个结果。理想状态表示连续系中的分析结果。为了容易比较，现有控制不模拟逆变器的pwm控制，而是通过考虑了离散控制引起的延迟的模型来进行模拟。控制周期是10khz。
[0042]
在作为低旋转的300rpm的情况下，现有控制的q轴高次谐波电压相对于理想状态有延迟，但不产生大的延迟。因此，可知u相电流在理想状态和现有控制中不会产生大的差。另一方面，在作为高旋转的3000rpm下，现有控制的q轴高次谐波电压相对于理想状态大幅延迟，因此可知u相电流也产生大的差。
[0043]
这样，在不存在针对在控制器中重叠的高次谐波电压的pwm相位延迟补偿的情况下，随着电动机高速化，不能正确地重叠应该重叠的高次谐波电压。由此，不仅不能抑制从电动机产生的噪声和转矩脉动，而且根据延迟相位的大小也有可能使噪声和转矩脉动放大。
[0044]
图6是说明控制器104的本发明中的处理的处理框图。图6是对图2追加了高次谐波相位延迟补偿部601的构成。
[0045]
如在图3中说明的那样，从检测转子相位起到反映到电压指令中为止，延迟tdelay。由于n次高次谐波的相位相对于基波前进了n倍，所以n次高次谐波在tdelay期间前进的相位θdiffn成为式(6)。θdiffn＝n
×
ω
×
tdelay
…
(6)高次谐波相位延迟补偿部601通过使重叠的高次谐波的相位前进θdiffn，来补偿相对于高次谐波的相位延迟。另外，如果考虑针对高次谐波的相位延迟补偿来表示式(4)、(5)，则如下所示。vdhrm*＝∑(adi
×
sin(ni(θ+ω
×
tdelay+φi))
…
(7)vqhrm*＝∑(adi
×
sin(ni(θ+ω
×
tdelay+φi))
…
(8)
上述数式可以使用(1)式来如下变形。vdhrm*＝∑(adi
×
sin(ni(θdelay+φi))
…
(9)vqhrm*＝∑(aqi
×
sin(ni(θdelay+φi))
…
(10)根据(9)、(10)式，在实际的安装中，通过将图4中的输入θ置换为pwm相位延迟补偿器209的输出θdelay，能够实现针对高次谐波的相位延迟补偿。
[0046]
如上所述运算出的vdhrm*和vqhrm*分别在旋转坐标上与dq轴电压指令相加，通过二相三相变换部204变换为三相电压指令值。
[0047]
在该构成中，对于重叠的高次谐波电压指令，双重地进行高次谐波相位延迟补偿部601的相位延迟补偿和二相三相变换部204及pwm相位延迟补偿器209中的相位延迟补偿。以下说明该原理。
[0048]
重叠的高次谐波电压vdhrm、vqhrm用下式(11)、(12)表示。vdhrm＝ad
×
sin(n(θ+φ))
…
(11)vqhrm＝aq
×
sin(n(θ+φ))
…
(12)高次谐波重叠后的相电压vu、vv、vw表示如下。vu＝ad
×
sin(n(θ+φ))
×
cosθ-aq
×
sin(n(θ+φ))
×
sinθ
…
(13)vv＝ad
×
sin(n(θ+φ))
×
cos(θ-2π/3)-aq
×
sin(n(θ+φ))
×
sin(θ-2π/3)
…
(14)vw＝ad
×
sin(n(θ+φ))
×
cos(θ+2π/3)-aq
×
sin(n(θ+φ))
×
sin(θ+2π/3)
…
(15)在式(13)中，ad
×
sin(n(θ+φ))或aq
×
sin(n(θ+φ))表示重叠的高次谐波，它们后面的项表示用于坐标变换的项。在式(14)、(15)中也同样。在高次谐波计算和坐标变换中使用的θ需要使用反映逆变器的电压时的θ来计算。即，对于各个计算需要相位延迟补偿。
[0049]
因此，需要高次谐波相位延迟补偿部601的相位延迟补偿和二相三相变换部204及pwm相位延迟补偿器209中的相位延迟补偿。
[0050]
图7表示在图6所示的控制器104的本发明中的处理中，仅在q轴上重叠了高次谐波电压时的u相电流iu和q轴高次谐波电压vqhrm的波形(模拟波形)。模拟条件与图5所示的相同。
[0051]
在300rpm和3000rpm任一种情况下，本发明的控制的q轴高次谐波电压相对于理想状态都没有产生延迟。因此，可知虽然u相电流存在离散化误差引起的差，但在理想状态和本发明的控制中没有产生大的差。
[0052]
如上所述，本发明的电动机的控制装置具备：高次谐波电压运算部，其在与转子相位同步的二相旋转坐标系上运算与基波电压指令值相加的高次谐波电压；以及高次谐波相位延迟补偿部，其根据所述高次谐波电压的高次谐波次数和基波电压的电角频率来补偿所述高次谐波电压运算部的运算时的相位延迟。由此，能够无相位延迟地重叠为了抑制从电动机产生的噪声和转矩脉动而在控制器中重叠的反相的高次谐波电压。
[0053]
另外，本发明不限于上述实施例，还包含各种变形例。例如，上述实施例是为了容易理解地说明本发明而进行的详细说明，并不一定限定于具备所说明的全部构成。符号说明
[0054]
101：逆变器，102：电动机，103：电池，104：控制器，105～107：三相绕组，108：磁极位置传感器，109：转子相位，110：电流传感器，111：u相电流传感器信号，112：v相电流传感器信号，113：w相电流传感器信号，114～119：开关元件，120～125：igbt，126～131：栅极驱
动信号，132：栅极信号，133：高电位dc布线，134：低电位dc布线，135：栅极驱动电路，136：电压传感器，137：dc电压传感器信号，138：平滑电容器，139：转矩指令，201：电流指令运算部，202：三相二相变换部，203：电流控制部，204：二相三相变换部，205：速度运算部，206：pwm栅极控制信号生成部(控制信号生成部)，207：偏差计算器，208：偏差计算器，209：pwm相位延迟补偿器，211：高次谐波重叠器，601：高次谐波相位延迟补偿部。

技术特征：
1.一种电动机的控制装置，其特征在于，具备：高次谐波电压运算部，其在与转子相位同步的二相旋转坐标系上运算与基波电压指令值相加的高次谐波电压；以及高次谐波相位延迟补偿部，其根据所述高次谐波电压的高次谐波次数和基波电压的电角频率来补偿所述高次谐波电压运算部的运算时的相位延迟。2.根据权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，在与转子相位同步的二相旋转坐标系上，将由所述高次谐波电压运算部运算出的高次谐波电压与所述基波电压指令值相加。

技术总结
电动机的控制装置具备：高次谐波电压运算部，其在与转子相位同步的二相旋转坐标系上运算与基波电压指令值相加的高次谐波电压；以及高次谐波相位延迟补偿部，其根据所述高次谐波电压的高次谐波次数和基波电压的电角频率来补偿所述高次谐波电压运算部的运算时的相位延迟。延迟。延迟。


技术研发人员：松尾健太郎
受保护的技术使用者：日立安斯泰莫株式会社
技术研发日：2021.08.31
技术公布日：2023/9/23