电动机控制装置及具备电动机控制装置的驱动系统的制作方法

电动机控制装置及具备电动机控制装置的驱动系统
1.【关联申请】
2.本技术基于2021年1月18日提出的日本专利申请2021-5622号主张优先权，并将该申请的所有内容援引入本技术。
技术领域
3.本发明涉及通过无传感器控制来控制交流同步电动机的电动机控制装置以及具备电动机控制装置的驱动系统。


背景技术：

4.交流同步电动机指转子内置有永磁体、并构成为接受交流电流的供给而动作的电动机，包含无刷dc电动机、步进电动机等。简而言之，除了接受直流电流的供给并使用换向器改变绕组电流的方向的结构以外的电动机都包含在交流电动机的范畴内，转子内置有永磁体的电动机包含在同步电动机的范畴内。
5.用于交流同步电动机的典型的电动机控制装置控制将直流转换为交流的逆变器，并从该逆变器向电动机提供交流电流。为了适当地控制逆变器，需要转子位置的信息。因此，使用检测转子的旋转位置的转子位置检测器的输出来控制逆变器。
6.作为使用转子位置检测器的替代，已知有通过推定转子位置并基于推定出的转子位置来控制逆变器从而驱动交流电动机的方式。这样的控制方式被称为“无位置传感器控制”或简称为“无传感器控制”。通过省去转子位置检测器，从而无需考虑转子位置检测器的安装位置精度以及与转子位置检测器关联的布线。而且，无传感器控制具有如下优点：能适用于物理上无法布置转子位置检测器的电动机、转子位置检测器无法承受使用环境的用途的电动机。
7.典型的无传感器控制中的转子位置的推定基于感应电压法。感应电压法是如下方法：使用电压指令和电流检测值，利用基于电动机模型的运算求出感应电压，并使用该感应电压来推定转子位置。更具体而言，假设相对于与转子同步旋转的dq旋转坐标系的dq轴具有δθ的轴误差的γδ旋转坐标系。在该γδ旋转坐标系的γδ轴上进行感应电压的推定，以使δθ为零的方式进行输出推定速度的pll(锁相环)控制(专利文献1)。此外，已知还有如下方法：在dq轴上使用自适应观测器来推定转子磁通位置，以使转子磁通的d轴分量为零的方式进行速度推定(专利文献2)。这些方法能适用于产生较大的感应电压的中高速区域。
8.在包含零速度的低速区域中感应电压较小，因此，感应电压的推定较为困难，因而使用其它方法。具体而言，在dq轴上对电压指令重叠高频电压指令，并检测电流相对于该高频电压指令的响应，从而运算电动机电感中所包含的转子位置的信息。由此，得到轴误差δθ，以使轴误差δθ为零的方式进行速度推定(专利文献3)。
9.作为在全速度区域中进行无传感器控制的方法，提出了将上述2个方法相组合的方法。具体而言，在低速区域中使用重叠高频电压指令的后者的方法。在中高速下，使用将高频重叠电压减小、并以自适应观测器来得到推定位置的前者的方法(专利文献4)。此外，
也公开了如下方法：对通过双方的推定方法得到的推定位置进行加权，即使施加负载也能顺利地进行控制的切换(专利文献5)。
10.现有技术文献
11.专利文献
12.专利文献1：日本专利特开2008-011616号公报，第0007～0016段
13.专利文献2：日本专利再表02-091558号公报，式(18)
14.专利文献3：日本专利特开2002－058294号公报，第0076段、数学式8专利文献4：日本专利再表2010-109528号公报，权利要求5、6
15.专利文献5：日本专利特开2014－128887号公报，第0063段、图6
16.专利文献6：日本专利特开2006-158046号公报，第0005段
17.专利文献7：日本专利特开平8－256496号公报
18.专利文献8：日本专利特开10-94298号公报，第0001、0042段
19.非专利文献1：z.chen及另外三人，“anextendedelectromotiveforcemodelforsensorlesscontrolofinteriorpermanent-magnetsynchronousmotors(内置永磁体同步电机无传感器控制的扩展电动势模型)”，ieeetransactionsonindustrialelectronics(ieee工业电子学汇刊),vol.50,no.2,april2003、p.288～295
20.非专利文献2：t.aihara及另外四人，“sensorlesstorquecontrolofsalient-polesynchronousmotoratzero-speedoperation(凸极同步电动机零速运行下的无传感器转矩控制)”、ieeetransactionsonpowerelectronics(ieee电力电子学汇刊),vol.14,no.1,january1999、p.202～208


技术实现要素：

21.发明所要解决的技术问题
22.在从零速度到高速区域为止的全速度区域中实现稳定且高响应地驱动的无位置传感器控制较为困难。这是由于从低速区域的控制方法转移到中速区域的控制方法时的控制切换的问题、以及低速区域中的位置推定的响应性的不佳所导致的。
23.重叠高频电压的方法也如专利文献6中所指出的那样，产生因高频电流而引起的振动的问题。此外，高频电压的频率最多小于数百hz，所以位置运算的周期较长。而且，通过将频率不那么高的高频电压指令解调处理到dq轴上的电流的响应中，从而位置运算的响应进一步下降。因此，只要使用高频重叠方式，低速区域中的位置运算的响应性就会受到其限制。
24.再者，在进行dq旋转坐标系的dq轴上的推定的情况下，能够运算的量并不是转子位置本身，而是位置误差δθ。为了求出转子位置，需要使用所述pll控制来输出速度，并对该速度进行积分，从而运算固定于定子的αβ固定坐标系上的位置θ。然而，pll控制器的响应性存在极限。此外，δθ的运算中，使用推定旋转坐标系(γδ旋转坐标系)上的电流值等，因此，若δθ因急加减速、急负荷而变大，则推定精度恶化。因此，在低速区域和中高速区域中分别运算出的δθ中产生偏差。因此，在用于低速区域的推定(低速推定)和用于中高速区域的推定(中高速推定)的切换区域中推定位置会不稳定，或产生抖动(chattering)。
25.上述问题所引起的实用上的问题如下所示。例如，在电动机在高速区域中运转时，
由于急负荷而导致电动机停止的状况下，从中高速推定切换为低速推定。此时，电动机有时会失步，或朝与指令方向相反的方向失控。急加减速也会引发同样的问题。
26.由此，在以无传感器控制进行交流同步电动机的控制的情况下，产生因响应性的变差而引起的故障。
27.因此，本发明的一个实施方式提供一种电动机控制装置及具备电动机控制装置的驱动系统，能高速地推定转子位置，由此能实现响应性优异的控制。
28.用于解决技术问题的技术手段
29.本发明的一个实施方式提供通过不使用转子位置传感器的无传感器控制来控制交流同步电动机的电动机控制装置。该电动机控制装置包括：按照第1推定方法来推定固定坐标系上的所述交流同步电动机的转子的位置的第1位置推定器；按照不同于所述第1推定方法的第2推定方法来推定固定坐标系上的所述交流同步电动机的转子的位置的第2位置推定器；以及基于所述第1位置推定器和所述第2位置推定器的推定结果来驱动所述交流同步电动机的驱动控制单元。
30.根据该结构，第1推定方法和第2推定方法均推定固定坐标系上的转子的位置，因此，第1位置推定器和第2位置推定器均能高速地进行位置推定。因此，基于第1位置推定器和第2位置推定器的推定结果的交流同步电动机的控制具有优异的响应性。
31.本发明的一个实施方式中，所述第1推定方法和所述第2推定方法均推定转子的位置，而不进行转子位置的误差的推定。根据该结构，能高速地推定转子的位置，而不经过转子位置的误差的推定，因此，能以优异的响应性来控制交流同步电动机。
32.本发明的一个实施方式中，所述第1推定方法和所述第2推定方法均推定转子的位置，而不使用以使转子位置的误差为零的方式输出转子的推定速度的pll(锁相环)控制。根据该结构，能进行高速的位置推定，因此能以优异的响应性来控制交流同步电动机。
33.本发明的一个实施方式中，所述第1位置推定器输出相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有2周期的变动的推定位置信号，所述第2位置推定器输出相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的推定位置信号。
34.本发明的一个实施方式中，所述第1位置推定器输出相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有2周期的变动的推定位置信号，所述第2位置推定器输出相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的推定位置信号，所述电动机控制装置还包含周期转换器，该周期转换器将所述第1位置推定器的推定位置信号转换为相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的周期信号的推定位置信号。
35.根据该结构，可得到由与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的周期信号所构成的2种推定位置信号，因此，能容易地将它们合成，并得到妥当的推定位置信号。
36.本发明的一个实施方式中，所述第1位置推定器基于对所述交流同步电动机施加位置检测电压矢量时该交流同步电动机的绕组电流所产生的电流纹波，来捕捉该交流同步电动机的电感的变化并推定转子的位置。这样的第1位置推定器适用于包含零速度的低速区域中的转子位置的推定。
37.本发明的一个实施方式中，所述第2位置推定器基于扩展感应电压推定值来推定
转子的位置。这样的第2位置推定器适用于在产生显著的感应电压的中高速区域中的转子位置的推定。
38.本发明的一个实施方式中，还包含推定位置合成器，该推定位置合成器根据所述转子的转速或扩展感应电压矢量长度，来对所述第1位置推定器输出的推定位置信号即第1推定位置信号、和所述第2位置推定器输出的推定位置信号即第2推定位置信号进行切换或加权并合成，以生成合成推定位置。然后，所述驱动控制单元按照所述推定位置合成器生成的所述合成推定位置来驱动所述交流同步电动机。
39.根据该结构，通过对第1推定位置信号和第2推定位置信号进行切换或加权并合成，从而能得到恰当的合成推定位置。第1推定位置信号和第2推定位置信号的切换或加权合成根据转子的转速或扩展感应电压矢量长度来进行，因此，能在较宽的转速区域中准确地生成表示转子位置的合成推定位置。由此，能恰当地控制交流同步电动机。
40.另外，优选为具备周期转换器，该周期转换器在所述第1位置推定器输出相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有2周期的变动的推定位置信号，且所述第2位置推定器输出相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的推定位置信号的情况下，将所述第1位置推定器的推定位置信号转换为相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的周期信号的推定位置信号，并将该周期转换器生成的推定位置信号作为所述第1推定位置信号来使用。该情况下，第1推定位置信号和第2推定位置信号均为相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的周期信号，因此能容易地将它们合成，并得到妥当的合成推定位置。该情况下，合成推定位置也成为相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的周期信号。
41.本发明的一个实施方式中，所述电动机控制装置还包含第1补偿器和第2补偿器，该第1补偿器和第2补偿器根据电动机电流和转子转速对所述第1推定位置信号和所述第2推定位置分别进行补偿。此外，其它实施方式中，所述电动机控制装置还包含合成推定位置补偿器，该合成推定位置补偿器根据电动机电流和转子转速来补偿所述合成推定位置。根据这些结构，能进一步准确地推定转子位置，因此，能进一步恰当地控制交流同步电动机。
42.本发明的一个实施方式中，所述第1位置推定器基于对所述交流同步电动机施加位置检测电压矢量时该交流同步电动机的绕组电流所产生的电流纹波，来捕捉该交流同步电动机的电感的变化并推定转子的位置。所述推定位置合成器在转子的转速为规定值以上的高速度区域中生成所述合成推定位置，而不使用所述第1推定位置信号。此外，在所述高速度区域中，停止所述位置检测电压矢量的施加。
43.根据该结构，在高速度区域中能通过感应电压来推定准确的位置，因此，能生成合成推定位置，而不使用第1推定位置信号。由此，能基于准确的推定位置来恰当地控制交流同步电动机。此外，在高速度区域中停止位置检测电压矢量的施加，因此，能抑制对交流同步电动机的驱动的影响，并且能实现振动等的抑制。
44.本发明的一个实施方式提供驱动系统，其包括：交流同步电动机；向所述交流同步电动机提供交流电流的逆变器；以及控制所述逆变器的所述电动机控制装置。根据该结构，能以优异的响应性来驱动交流同步电动机。
45.本发明中的上述或进一步的其他目的、特征和效果通过参照附图在下文中阐述的
实施方式的说明将变得更为明确。
附图说明
46.图1a是用于说明具备本发明一个实施方式所涉及的电动机控制装置的驱动系统的结构的框图。
47.图1b是用于说明所述电动机控制装置具备的控制器的功能性结构的框图。
48.图2a是示出所述控制器的加权位置推定器的结构例的框图。
49.图2b是示出所述控制器的加权位置推定器的其它结构例的框图。
50.图3是用于说明所述电动机控制装置具备的逆变器的结构例的电路图。
51.图4a和图4b示出逆变器的8个状态所对应的电压矢量。
52.图5是示出交流电动机的模型的电路图，示出δ接线而成的三相电动机模型。
53.图6a示出交流电动机m低速旋转时(包含停止状态)的电压、电流和电流微分的波形图例。
54.图6b示出交流电动机m低速旋转时(包含停止状态)的电压、电流和电流微分的其它波形图例。
55.图7是示出交流电动机的模型的电路图，示出y接线而成的三相电动机模型。
56.图8示出uvw固定坐标上的理想正弦波的电感的一个示例。
57.图9a、图9b和图9c示出关于理想的正弦波的电感、计算αβ固定坐标系上的电感l
α
、l
β
、m
αβ
、dq旋转坐标系上的电感ld、lq、mdq、以及电感的m、n、s分量而绘制出的示例。
58.图10a、图10b和图10c示出根据理想的正弦波的电感来计算施加了3种电压矢量时的电流微分值的示例。
59.图11a、图11b和图11c示出在磁分析中对于三相表面磁体型电动机、在电动机的q轴电流为零的状态下输入所述3种电压矢量、并使转子位置旋转电气角1周期的情况下的电流微分值。
60.图11d示出位置推定用三相信号us、vs、ws。图11e示出αβ固定坐标系上的位置推定用二相信号αs、βs、以及基于它们求出的推定位置。
61.图12a和图12b分别示出以磁分析求出得到图11a～图11e的状态时的电动机电感lu、lv、lw、muv、mvw、mwu和各相线圈的交链磁通的结果。
62.图13a和图13b分别示出以磁分析求出q轴电流为正时的电动机电感lu、lv、lw、muv、mvw、mwu和各相线圈的交链磁通的结果。图13c和图13d分别示出以磁分析求出q轴电流为负时的电动机电感lu、lv、lw、muv、mvw、mwu和各相线圈的交链磁通的结果。
63.图14a示出q轴电流为正时的位置推定用三相信号us、vs、ws。图14b示出q轴电流为负时的位置推定用三相信号us、vs、ws。图14c示出对于q轴电流为正和负的各情况运算而得的推定位置。图14d示出对于q轴电流为正和负的各情况、推定位置相对于理想推定角度的误差。
64.图15a示出平移校正后的推定位置。图15b示出平移校正后的推定位置的误差。
65.图16a示出谐波校正后的推定位置。图16b示出谐波校正后的推定位置的误差。
66.图17a和图17b分别示出将图12a所示的uvw固定坐标上的电感转换为αβ固定坐标系和dq旋转坐标系上的电感后的结果。图17c示出对应的分量m、n、s。
67.图18a、图18b和图18c分别示出电动机电流为零且使用3种电压矢量而得的电流微分值。
68.图18d示出以同相的电流微分值的差分构成的位置推定用三相信号us、vs、ws。图18e示出根据该位置推定用三相信号us、vs、ws运算出的推定位置。
69.图19a、图19b和图19c示出以固定相励磁对电动机线施加u相为零、v相为正、w相为负的电流、并从外部强制性旋转电动机时的电流微分值的获取结果。
70.图20a示出根据图18a、图18b和图18c的电流微分值的结果仅使用2种电压矢量而构成的位置推定用三相信号us、vs、ws。图20b示出使用该位置推定用三相信号us、vs、ws来运算推定位置的结果。
71.图21a示出根据图18a、图18b和图18c的电流微分值的结果由同相的差分来构成位置推定用三相信号us、vs、ws的示例。图21b示出使用该位置推定用三相信号us、vs、ws来运算推定位置的结果。
72.图22a示出将图21a的信号vs、ws设为2倍并重新运算后的位置推定用三相信号us、vs、ws。图22b示出使用它们来运算推定位置的结果。
73.图23示出利用使用脉冲施加的第1推定方法而生成的2周期信号、以及利用使用扩展感应电压的第2推定方法而生成的1周期信号。
74.图24是用于说明将2周期信号转换为1周期信号的周期转换器所进行的处理的流程图。
75.图25示出图24的处理所得到的周期转换结果的示例。
76.图26是示出推定位置合成器所进行的第1推定位置信号和第2推定位置信号的加权合成或切换合成的示例的流程图。
77.图27示出图26的处理所进行的加权合成或切换合成的处理结果的示例。
78.图28示出与急加速动作有关的实验结果。
79.图29示出与急停止动作有关的实验结果。
80.图30示出对推定位置施加补偿(校正)并进行急停止动作的实验的结果。
具体实施方式
81.以下说明实施方式，其解决现有技术中因在低速区域和中高速区域的推定运算中均输出位置误差δθ所以需要另外追加pll控制以得到推定位置θ的问题，在全速度区域中实现高响应的无传感器控制。本实施方式均使用运算αβ固定坐标系中的转子推定位置的第1推定方法和第2推定方法。第1推定方法和第2推定方法均推定固定坐标系上的转子的位置，而不经过旋转坐标系中的位置误差δθ的推定。进而言之，第1推定方法和第2推定方法均推定固定坐标系上的转子的位置，而不使用以使得旋转坐标系上的转子的位置误差δθ为零的方式输出转子的推定速度的pll控制。因此，能进行高速的位置推定，所以能实现响应性优异的电动机控制。
82.具体而言，第1推定方法是基于每个pwm控制周期所施加的电压而产生的电流纹波来得到αβ固定坐标系上的推定位置的方法，是适用于低速区域中的转子位置推定的推定方法。第2推定方法是将最小维度观测器应用于扩展感应电压的运算来得到αβ固定坐标系上的推定位置的方法，是适用于中高速区域中的转子位置推定的推定方法。作为第2推定方
法，例如能采用非专利文献1和专利文献7所记载的方法。
83.本实施方式中，基于推定速度或扩展感应电压矢量对第1推定方法和第2推定方法双方的推定结果进行切换或加权并合成，从而设为最终的推定位置(合成推定位置)。由此，不使用pll控制，在包含电动机停止时的全速度区域中，也能实现高响应且顺畅的无传感器控制。
84.关于第1推定方法和第2推定方法各自求出的推定位置不同的问题，能通过施加补偿以使得各自的推定位置接近真实的位置来解决。
85.例如，使用电流纹波检测的第1推定方法所得到的推定位置(第1推定位置)因电动机电流而产生较大的误差。因此，取决于电动机电流来补偿第1推定位置。第1推定方法中，有时也因电流纹波检测的s/n比(信噪比)而不得不使用数字滤波器，根据速度也会产生推定位置运算的延迟。因此，对于第1推定方法和第2推定方法所得出的推定结果，施加基于电流和速度的补偿以使得接近真实的推定值，之后进行加权并设为最终的推定位置(合成推定位置)。由此，即使在电动机高速旋转中施加急负荷而迫使电动机停止的情况下，基于负荷、速度的推定位置误差也变小，能稳定地进行控制的转移(推定方法的转移)。
86.由此，在包含从停止到高速的全速度区域的无传感器驱动中，即使在电动机进行瞬时停止那样的急负荷、急加减速的情况下，也能得到稳定且高响应的电动机控制装置。
87.以下，参照附图，对本发明的实施方式进行详细说明。
88.图1a是用于说明具备本发明一个实施方式所涉及的电动机控制装置的驱动系统的结构的框图。电动机控制装置100是用于驱动交流电动机m(交流同步电动机)的装置(交流电动机控制装置)。更具体而言，电动机控制装置100不使用检测交流电动机m的转子的位置的转子位置检测器(转子位置传感器)，而是通过控制交流电动机m的所谓的无传感器控制来驱动交流电动机m。交流电动机m是转子内置有永磁体的同步电动机，更具体而言，可以是表面磁体型同步电动机(spmsm)。本实施方式中，交流电动机m是三相永磁体同步电动机，具有u相绕组5u、v相绕组5v和w相绕组5w。以下，对这些绕组总称时将它们称为“绕组5uvw”。图1a中，示出对绕组5uvw进行y接线的示例，但如后述那样，绕组5uvw也可以设为δ接线。
89.本示例中，电动机控制装置100具有包括位置控制回路、速度控制回路和电流控制回路的反馈系统，构成为进行根据位置指令来控制交流电动机m的转子位置的位置伺服控制。关于电流控制，采用矢量控制。来自外部的指令不限于位置指令，可以是速度指令，也可以是转矩指令(电流指令)。在给出速度指令时，不使用位置控制回路。在给出转矩指令时，仅使用电流控制回路，而不使用位置控制回路和速度控制回路。
90.转子位置不使用转子位置检测器、而是使用电流微分检测器4uvw所得到的信号来推定。更具体而言，基于电流微分值，生成表示交流电动机m的各相绕组的电感的变动的位置推定用信号，并基于该位置推定用信号来推定转子位置。表面磁体型同步电动机原理上没有突极性，所以无法进行使用了电感变化的磁极检测，但在使用钕磁体等磁力较强的磁体的情况下，电感因铁心的磁饱和而稍微发生变化。
91.对具体结构进行说明时，电动机控制装置100构成为包含控制器1、电流检测器3u、3v、3w以及电流微分检测器4u、4v、4w，并控制逆变器2。逆变器2将由直流电源7提供的直流电流转换为交流电流，并提供给交流电动机m的绕组5uvw。由电动机控制装置100、逆变器2、交流电动机m构成驱动系统。
92.逆变器2和交流电动机m通过与u相、v相和w相对应的3根电流线9u、9v、9w(以下，总称时称为“电流线9uvw”。)相连接。这些电流线9uvw分别配置有电流检测器3u、3v、3w以及电流微分检测器4u、4v、4w。电流检测器3u、3v、3w(以下，总称时称为“电流检测器3uvw”。)分别检测对应的相的电流线9uvw中流过的线电流、即u相线电流iu、v相线电流iv和w相线电流iw(以下，总称时称为“线电流iuvw”。)。电流微分检测器4u、4v、4w(以下，总称时称为“电流微分检测器4uvw”。)是分别检测对应的相的电流线9uvw中流过的线电流的时间变化、即u相、v相和w相的电流微分值diu、div、diw(以下，总称时称为“电流微分值diuvw”。)的电流微分值检测单元。
93.当交流电动机m的绕组5uvw进行y接线时，线电流iuvw与流过各相的绕组5uvw的相电流iu、iv、iw(以下，总称时称为“相电流iuvw”。)相等。当交流电动机m的绕组5uvw进行δ接线时，线电流iuvw与相电流iuvw之间的关系与后述的式(3)所示那样。
94.线电流和相电流具有与流过交流电动机m的绕组5uvw的绕组电流对应的值。
95.控制器1基于位置指令θcmd来控制逆变器2。控制器1具有作为计算机的形态，包含处理器(cpu)1a、以及作为记录处理器1a执行的程序的记录介质的存储器1b。
96.图1b是用于说明控制器1的功能性结构的框图。控制器1构成为由处理器1a执行程序从而实现多个功能处理部的功能。多个功能处理部包含位置控制器11、速度控制器12、电流控制器13、pwm生成器14、加权位置推定器15和速度推定器16。电流控制器13包含dq电流控制器131、反dq转换器132、二相三相转换器133、三相二相转换器134和dq转换器135。
97.加权位置推定器15使用电流微分检测器4uvw输出的信号即电流微分值diuvw、由三相二相转换器134提供的检测电流值i
α
、i
β
(图中记为i
α
、i
β
。)，来进行推定交流电动机m的转子的位置的运算，并将推定位置θ(＝θnew)反馈给位置控制器11。位置控制器11基于推定位置θ，生成用于使转子位置与位置指令θcmd一致的速度指令ωcmd，并提供给速度控制器12。由此，构成了位置控制回路。
98.转子的推定位置θ也被提供给速度推定器16。速度推定器16进行求出推定位置θ的时间变化来推定转子速度的运算，并将推定速度ω(＝ωnew)提供给速度控制器12。速度控制器12基于推定速度ω，生成用于使转子速度与速度指令ωcmd一致的电流指令idcmd、iqcmd(图中记为id，qcmd。)，并提供给电流控制器13。由此，构成了速度控制回路。
99.由电流检测器3uvw检测的线电流iuvw(准确而言，线电流iuvw的检测值)被提供给电流控制器13。电流控制器13生成用于使线电流iuvw与电流指令idcmd、iqcmd匹配的u相电压指令uv、v相电压指令vv和w相电压指令vw(以下，总称时称为“电压指令vuvw”。)，并提供给pwm生成器14。由此，构成了电流控制回路。
100.pwm生成器14是生成与电压指令vuvw相对应的pwm控制信号(脉宽调制信号)并提供给逆变器2的脉宽调制生成单元。通过pwm生成器14，与电压指令vuwv相对应的电压经由电流线9uvw被施加到交流电动机m的绕组5uvw间。
101.速度控制器12生成遵循dq旋转坐标系的d轴电流指令idcmd和q轴电流指令iqcmd，并提供给电流控制器13。dq旋转坐标系是将交流电动机m的转子的磁通方向定义为d轴、将与其正交的方向定义为q轴且根据转子的旋转角(电气角)来旋转的旋转坐标系。三相二相转换器134将电流检测器3uvw检测出的三相的线电流iuvw转换为二相固定坐标系即αβ坐标系的二相电流值i
α
、i
β
。dq转换器135对αβ坐标系的二相电流值i
α
、i
β
进行坐标转换而转换成
dq旋转坐标系的d轴电流值id和q轴电流值iq。该dq旋转坐标系的电流值id、iq(图中记为id，q。)被提供给dq电流控制器131。dq电流控制器131生成dq旋转坐标系的电压指令即d轴电压指令vdcmd和q轴电压指令vqcmd，以使得d轴电流值id和q轴电流值iq分别与d轴电流指令值idcmd和q轴电流指令iqcmd一致。该电压指令vdcmd、vqcmd(图中记为vd，qcmd。)在反dq转换器132中被坐标转换为αβ坐标系的电压指令值vαcmd、vβcmd(图中记为iα，βcmd。)。并且，该αβ坐标系的电压指令值vαcmd、vβcmd通过二相三相坐标转换器133被坐标转换为三相的电压指令vuvw。该三相的电压指令vuvw被提供给pwm生成器14。
102.加权位置推定器15将推定位置θ(＝θnew)提供给反dq转换器132和dq转换器135。推定位置θ用于dq旋转坐标系与αβ坐标系之间的坐标转换运算，并且用于速度推定器16中的速度推定运算。速度推定器16生成加权位置推定器15所生成的当前运算周期的推定位置θ(＝θnew)与上一个运算周期的推定位置θ(＝θold)之间的差分θnew-θold，以作为转子转速ω(＝ωnew)。
103.电流控制器13是控制pwm生成器14以按照从加权位置推定器15提供的推定位置θ来驱动交流电动机m的驱动控制单元。
104.图2a是用于说明加权位置推定器15的结构例的框图。加权位置推定器15包含第1位置推定器151和第2位置推定器152。加权位置推定器15还包含推定位置合成器153。第1位置推定器151按照第1推定方法来推定固定坐标系即αβ坐标系上的转子位置(角度)。第2位置推定器152按照第2推定方法来推定αβ坐标系上的转子位置(角度)。第1推定方法和第2推定方法是彼此不同的位置推定方法。本实施方式中，第1位置推定器151基于电流微分检测器4uvw所检测的电流微分值diuvw，来运算交流电动机m的转子的推定位置。本实施方式中，第2位置推定器152基于αβ电压指令值vαcmd、vβcmd和αβ电流检测值i
α
、i
β
，来运算交流电动机m的转子的推定位置θ。
105.本实施方式中，第1位置推定器151输出相对于与交流电动机m的定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有2周期的变动的推定位置信号。本实施方式中，第2位置推定器152输出相对于与交流电动机m的定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的推定位置信号。因此，加权位置推定器15还包含周期转换器154，该周期转换器154将第1位置推定器151生成的推定位置信号θ
1pre
转换为相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的第1推定位置信号θ1。
106.推定位置合成器153将第1推定位置信号θ1、与第2位置推定器152生成的推定位置信号即第2推定位置信号θ2合成，以生成合成推定位置信号θ(＝θnew)。更具体而言，推定位置合成器153对第1推定位置信号θ1和第2推定位置信号θ2进行切换或加权并合成，以生成合成推定位置信号θ(＝θnew)。
107.加权位置推定器15还包含第1补偿器161和第2补偿器162。第1补偿器161根据dq坐标系的电动机电流id、iq和转子转速ω(＝ωold(上一个运算周期中运算出的转子转速))，对第1推定位置信号θ1进行补偿(校正)。第2补偿器162根据dq坐标系的电动机电流id、iq和转子转速ω(＝ωold)，对第2推定位置信号θ2进行补偿(校正)。推定位置合成器153在本实施方式中将第1补偿器161所补偿的第1推定位置信号θ
1c
与第2补偿器162所补偿的第2推定位置信号θ
2c
合成，以生成合成推定位置信号θ(＝θnew)。该合成推定位置信号θ(＝θnew)成为加权位置推定器15的输出、即推定位置θ。
108.作为由第1补偿器161和第2补偿器162分别补偿第1推定位置信号θ1和第2推定位置信号θ2的替代，如图2b所示，可以不对第1推定位置信号θ1和第2推定位置信号θ2进行补偿，而是由推定位置合成器153进行合成，并由合成位置补偿器163(合成推定位置补偿器)对该合成后的合成推定位置信号实施与电动机电流id、iq和转子转速ω(＝ωold)相对应的补偿。该补偿后的合成推定位置信号θnew成为加权位置推定器15的输出、即推定位置θ。
109.图3是用于说明逆变器2的结构例的电路图。三个相的桥式电路20u、20v、20w并联连接到与直流电源7相连接的一对供电线8a、8b之间。在一对供电线8a、8b之间，还连接有用于平滑化的电容器26。
110.各桥式电路20u、20v、20w(以下，总称时称为“桥式电路20uvw”。)由上臂开关元件21u、21v、21w(以下，总称时称为“上臂开关元件21uvw”。)和下臂开关元件22u、22v、22w(以下，总称时称为“下臂开关元件22uvw”。)的串联电路所构成。各桥式电路20uvw中，上臂开关元件21uvw与下臂开关元件22uvw之间的中点23u、23v、23w连接有用于与交流电动机m的对应的绕组5uvw的连接的电流线9uvw。
111.开关元件21uvw、22uvw典型地为功率mos晶体管，内置有相对于直流电源7朝反方向连接的寄生二极管24u、24v、24w；25u、25v、25w。
112.电流微分检测器4uvw构成为对流过各相的电流线9uvw的线电流iuvw的时间微分值即电流微分值diuvw进行检测。
113.由控制器1提供的pwm控制信号被输入到开关元件21uvw、22uvw的栅极，由此，开关元件21uvw、22uvw进行导通/关断。各桥式电路20uvw的上臂开关元件21uvw和下臂开关元件22uvw的对被控制为当一方导通时另一方关断。将控制为上臂开关元件21uvw导通、下臂开关元件22uvw关断的状态的pwm控制信号值定义为“1”，将控制为上臂开关元件21uvw关断、下臂开关元件22uvw导通的状态的pwm控制信号值定义为“0”。于是，pwm控制信号可以取能由三维的矢量来表现的8个模式(状态)。该8个模式(状态)能分量记为(1，0，0)、(1，1，0)、(0，1，0)、(0，1，1)、(0，0，1)、(1，0，1)、(0，0，0)、(1，1，1)。它们中的前6个模式(1，0，0)、(1，1，0)、(0，1，0)、(0，1，1)、(0，0，1)、(1，0，1)相当于电压被施加到交流电动机m的绕组5uvw间的状态。剩余的2个模式(0，0，0)、(1，1，1)相当于电压没有被施加到绕组5uvw间的状态。
114.图4a示出对应于上述8个模式(状态)的电压矢量v0～v7。电压被施加到绕组间的6个模式所对应的电压矢量v1(1，0，0)、v2(1，1，0)、v3(0，1，0)、v4(0，1，1)、v5(0，0，1)、v6(1，0，1)如图4所示，能够通过将电气角360度的区间进行6等分的6个电压矢量来表现。电压矢量v0(0，0，0)和v7(1，1，1)是电压没有被施加到绕组5uvw间的零电压矢量。
115.以下，为了简化记述，有时省略将矢量的分量区分的句点(逗号)来记述。此外，以下说明中，“施加电压矢量”等表现意味着逆变器2被控制为由该电压矢量所表示的状态，且与之对应的电压被施加到交流电动机m。
116.第1位置推定器151按照第1推定方法来推定转子转速较低的低速区域(包含停止状态)中的转子位置。第2位置推定器152按照第2推定方法来推定转子转速较高的中高速区域中的转子位置。以下，首先，对低速区域中的转子位置推定中所使用的第1推定方法进行说明，之后，对中高速区域中的转子位置推定中所使用的第2推定方法进行说明。
117.图5是示出交流电动机m的模型的电流图，示出δ接线的三相电动机模型。该模型的电压方程式如下式(1)那样。
118.【数学式1】
[0119][0120]vu，v，w
：端子电压
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
r：相电阻
[0121]iu，v，w
：线电流
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
l
u，v，w
：各相的自感
[0122]iu，v，w
：相电流
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀmuv，vw,wu
：相间的互感
[0123]
这里，假设低速区域中的位置推定，当电动机的转速足够低时感应电压的项能忽略，因此，电感的时间变化分量与电流的时间变化相比足够小，所以假设为电感的时间微分的项可以忽略。如下所示，将uvw坐标系上的电感矩阵设为muvw，求出其逆矩阵m-1
uvw，并用它来记述相电流微分值，则得到下式(2)。
[0124]
【数学式2】
[0125][0126][0127][0128]
s＝lulvlw+2m
uvmvwmwu-l
umvw2-l
vmwu2-l
wmuv2
[0129]
δ接线的电动机所能检测的如上述那样，为线电流iuvw。线电流iuvw与各相绕组的相电流iuvw之间的关系、以及它们的时间微分的关系如下式(3)那样。
[0130]
【数学式3】
[0131][0132]
若使用它对上式(2)进行变形，并记述与施加电压矢量v1(100)、v3(010)、v5(001)时的线电流iuvw的时间t有关的微分值，则如下式(4)那样。其中，关于表示因各相绕组5uvw的电阻r(相电阻)引起的电压降的项(上述式(2)的第2项)，通过检测施加电压矢量(000)或(111)的期间的线电流微分值从而能获取大致同等的值，通过将其减去从而能实质上取消，因此这里忽略。更具体而言，当基于线电流微分值来构成接下来说明的位置推定用三相信号us、vs、ws时，省去绕组电阻r的电压降的项也无妨，因此为了简化说明，这里示出预先省去了电压降的项后的线电流微分值。
[0133]
【数学式4】
[0134][0135]
如式(5)那样来定义使用施加3种电压矢量v1(100)、v3(010)、v5(001)时的电流微分值的情况下的位置推定用三相信号us、vs、ws。在下式(5)中，gu、gv、gw是各线电流的电流微分检测增益。下式(5)定义了位置推定用三相信号us、vs、ws，以对于同相的电流微分之差将各相的增益gu、gv、gw提出到括号外。
[0136]
【数学式5】
[0137][0138]
pwm电压vu、vv、vw(上臂开关元件导通时施加到各相的端子电压)在三相间实质上相等，因此设为v＝vu＝vv＝vw，若将式(4)代入式(5)，则位置推定用三相信号如下式(6)那样成为循环对称式。这样的位置推定用三相信号定义为即使高转矩产生时电动机发生磁饱和、电感发生变动，其影响也会三相等效地呈现，因此，位置检测误差得到抑制。
[0139]
【数学式6】
[0140][0141]
用于位置检测的3种电压矢量不限于v1(100)、v3(010)、v5(001)，例如在使用v2(011)、v6(101)、v4(110)的3种电压矢量的情况下，也同样地能导出位置推定用三相信号。
[0142]
能使用2种电压矢量来生成位置推定用三相信号。具体而言，在使用施加2种电压矢量v1(001)、v3(010)时的电流微分值的情况下，例如，能如下式(7)那样来定义位置推定用三相信号。在各相的电流微分检测增益不同的情况下，位置推定用三相信号如式(8)那样。在电流微分检测增益相等的情况下(g＝gu＝gv＝gw)成为式(9)，成为与式(6)中检测增益全部相同时等效的式。
[0143]
【数学式7】
[0144][0145][0146][0147]
在使用施加2种电压矢量时的电流微分值的情况下，需要减去不同相的信号来生成位置推定用三相信号中的两个相，因此，无法将电流微分检测器4uvw的增益括起来。因此，在使用在高电流下磁性体发生饱和、增益减少那样的结构的电流微分检测器4uvw(电流变压器等)的情况下难以适用。然而，在电流微分检测器4uvw的增益在所有的相中相等，且因电流值引起的变动也不存在的情况下是有效的，通过使用于位置检测的电压矢量的种类数减少，从而具有位置检测的响应性得以提高的优点。由上述式(4)可知，由于存在下式(10)的关系，因此通过替换项，从而能利用施加其它2种电压矢量时的电流微分值来同样地定义位置推定用三相信号。
[0148]
【数学式8】
[0149][0150]
无论如何，在为了位置检测而使用2种电压矢量的情况下，都需要通过不同相的差分来生成位置推定三相信号中的任一相，所以会受到电流微分检测器4uvw的增益的影响。
[0151]
也可以仅对两相进行电流微分的检测，使用所有相的电流和为零的关系，通过运算来求出剩余1相的电流微分。
[0152]
对这样求出的位置推定用三相信号进行三相二相转换，并取反正切，从而能如下式(11)那样求出转子推定位置。
[0153]
【数学式9】
[0154][0155]
使用电动机电气角θ和标准化后的电感振幅α，如下式(12)那样设置各相标准化后的自感lu、lv、lw。这里，以表面磁体型电动机等为对象，并假设为互感较小。标准化后的自感lu、lv、lw以电感的偏移l0标准化后得到。偏移l0通过dq旋转坐标系中的电感ld、lq，以l0＝(ld+lq)/2来表示，各相的电感振幅l1以l1＝(ld-lq)/2来表示。标准化后的电感振幅α能
以α＝l1/l0来表示，是电感振幅l1相对于偏移l0的比。
[0156]
【数学式10】
[0157][0158]
若使用上述式(6)来计算使用3种电压矢量时的位置推定用三相信号，则成为下式(13)。设为α＜＜1，当忽略α的二次方以上的项时能近似为式(14)，并得到三相正弦波的信号。
[0159]
由此，得到相对于电气角1周期具有2周期的变动的推定位置。在使用2种电压矢量的情况下也相同。
[0160]
【数学式11】
[0161][0162][0163]
图6a和图6b示出交流电动机m低速旋转时(包含停止状态)的电压、电流和电流微分的波形图例。图6a和图6b的(a)示出施加到u相电流线9u的u相线电压的波形。图6a和图6b的(b)示出施加到v相电流线9v的v相线电压的波形。图6a和图6b的(c)示出施加到w相电流线9w的w相线电压的波形。此外，图6a和图6b的(d)(e)(f)示出电流检测器3uvw分别输出的u相线电流iu、v相线电流iv和w相线电流iw的变化。图6a和图6b的(g)(h)(i)分别示出u相、v相和w相的线电流的时间微分值、即u相电流微分值diu、v相电流微分值div和w相电流微分值diw的变化，相当于电流微分检测器4uvw的输出。
[0164]
如图3所示，逆变器2是以6个开关元件21uvw、22uvw构成的三相逆变器，并将连接到交流电动机m的u相、v相和w相的绕组5uvw的3个端子连接到电源电压vdc(pwm电压)或接地电位(0v)的任一个。如上所述，将连接到电源电压vdc的状态(上臂开关元件21uvw导通的状态)表现为“1”，将连接到0v的状态(上臂开关元件21uvw关断的状态)表现为“0”。于是，所生成的电压矢量如图4a所示，为v0(0，0，0)～v7(1，1，1)这8种。其中，v0(0，0，0)和v7(1，1，1)成为所有的绕组端子为等电位、且施加到绕组5uvw间的电压为零的零电压矢量。剩余的6个电压矢量v1～v6是电压施加到绕组5uvw间的非零电压矢量。
[0165]
pwm生成器14通过从电流控制器13输出的各相电压指令vuvw与三角波载波信号之
间的比较，来生成使逆变器2的开关元件21uvw、22uvw导通/关断的pwm控制信号。例如，pwm频率(三角波载波信号的频率)为14khz，其相当于约70μs周期。低速旋转时相电压指令vuvw较低，因此，电压不施加到绕组5uvw间的零电压矢量v0、v7的期间变长。图6a和图6b中，示出将零电压矢量v0的期间t0和零电压矢量v7的期间t7各设为pwm周期的大致一半，并使交流电动机m停止的状态的波形。
[0166]
pwm生成器14除了生成pwm控制信号的功能以外，还具有在零电压矢量v0或v7的期间施加用于转子位置检测的电压矢量v1、v3、v5(位置检测电压矢量)的功能。施加位置检测电压矢量的时间相比于pmw周期(例如约70μs)足够短，且远比pwm周期的一半要短。更具体而言，施加位置检测电压矢量的时间优选为pwm周期的10％以下，更优选为5％以下。
[0167]
为了使施加位置检测电压矢量v1、v3、v5的影响最小化，优选为在刚施加各位置检测电压矢量之后，以与位置检测电压矢量相同的时间施加使该位置检测电压矢量反转后的反转电压矢量v4(011)、v6(101)、v2(110)，以抵消位置检测电压矢量所产生的电流。图6a示出施加这样的反转电压矢量的示例，图6b示出不施加反转电压矢量的示例。
[0168]
在每个pwm周期按照u相、v相、w相的顺序施加位置检测电压矢量v1、v3、v5以及将它们抵消的反转电压矢量v4、v6、v2。由此，使施加用于位置检测的电压矢量的影响在三相中均等。
[0169]
如图6a、图6b的(d)(e)(f)、图6a以及图6b的(g)(h)(i)所示那样，根据位置检测电压矢量的施加(图6a的情况下还根据反转电压矢量的施加)，u相、v相和w相电流变化，并且u相、v相和w相电流微分检测电压变化。通过使用电流变压器等电流微分检测器直接检测电流微分值，当施加位置检测电压矢量时，各相的电流微分检测电压瞬时地变化。因此，实质上能以位置检测电压矢量的施加时间(例如3μ秒)来检测电流微分值。与位置检测电压矢量的施加相对应的定时成为应对电流微分值进行采样的电流微分值获取定时(以标志
“★”
来表示。)。另外，关于各相的电流值，在施加用于电动机驱动的电压矢量的期间中的电流值获取定时(以标志
“●”
来表示。)，电流检测器3uvw的输出被采样。
[0170]
将由此检测出的电流微分值代入式(5)，从而能得到位置推定用三相信号us、vs、ws。此外，通过进行式(11)的运算，从而能得到电动机电气角θ。上述运算通过第1位置推定器151(参照图2a和图2b)来进行。在使用2种电压矢量的情况下，进行式(7)的运算以代替式(5)，从而能得到位置推定用三相信号us、vs、ws。
[0171]
在取消绕组电阻中的电压降所构成的项(式(2)的第2项)的情况下，也获取电压矢量为v7(111)或v0(000)的状态的电流微分值，将施加位置检测电压矢量v1(100)、v3(010)、v5(001)时获取的电流微分值减去即可。
[0172]
上式的展开基于图5那样的δ接线的模型来考虑，但在y接线的情况下也相同，并在以下示出。考虑图7的模型，使用中点电位vn如式(15)那样设置电压方程式。
[0173]
【数学式12】
[0174][0175]
若与式(2)同样地使用电感矩阵的反矩阵来表示电流微分，则成为式(16)。
[0176]
【数学式13】
[0177][0178]
如式(4)的导出同样地，当表示施加位置检测电压矢量v1(100)、v3(010)、v5(001)时的线电流(y接线时与相电流相等)的微分值时成为式(17)。
[0179]
【数学式14】
[0180][0181]
这里，若使用下式(18)对中点电位vn求解式(16)，则成为式(19)。
[0182]
【数学式15】
[0183][0184][0185]
当如式(5)那样以同相的差分来定义位置推定用三相信号时得到式(20)，与式(6)同样地成为将电流微分的增益放入括号内的循环对称式。因此，y接线也与δ接线同样地，即使在高转矩产生时电动机发生磁饱和且电感发生变动，其影响也等效地呈现在三相中，因此抑制了位置检测误差。使用v4(011)、v6(101)、v2(110)作为位置检测电压矢量的情况下也相同。在使用2种位置检测电压矢量的情况下，与δ接线的情况相同，也会受到电流微分检测器4uvw的增益的影响。
[0186]
【数学式16】
[0187][0188]
以下，对从uvw固定坐标系向αβ固定坐标和dq旋转坐标系的转移时的电感矩阵的
转换进行说明。
[0189]
如下式(21)那样来定义从uvw固定坐标系向αβ固定坐标系的转换矩阵tαβ以及一般反矩阵t
+
αβ。
[0190]
【数学式17】
[0191][0192]
此外，如下式(22)那样来定义从αβ固定坐标系向dq旋转坐标系的转换矩阵tdq和反矩阵t-1
dq。
[0193]
【数学式18】
[0194][0195]
各个转换矩阵及其反矩阵的积成为下式(23)。
[0196]
【数学式19】
[0197][0198]
uvw固定坐标系的相的电压方程式使用电动机感应电压e来成为下式(24)那样。对其从左乘以式(21)的αβ转换矩阵tαβ，并在电感矩阵与电流之间插入单位矩阵，从而可以如式(25)那样定义αβ固定坐标系上的电压方程式。
[0199]
【数学式20】
[0200][0201][0202]
这里，根据iu+iv+iw＝0，下式(26)成立，因此，由于仅式(23)第1式的第1项留存，所以使用αβ转换矩阵的积t
+
αβtαβ成为单位矩阵的情况。
[0203]
【数学式21】
[0204][0205]
同样地，从αβ固定坐标系的相的电压方程式即式(25)的左边乘以dq转换矩阵tdq(式(22))，并插入单位矩阵(参照式(23)的第2式)，从而如下式(27)那样，得到dq旋转坐标
系上的电压方程式。
[0206]
【数学式22】
[0207][0208]
通过式(25)、(27)的导出，各个坐标系上的电感矩阵m
αβ
、m
dq
能如下式(28)那样来定义。
[0209]
【数学式23】
[0210][0211]
这里，定义以uvw坐标系的电感分量所构成的下式(29)的量m、n、s。
[0212]
【数学式24】
[0213][0214]
若通过式(28)来计算各坐标系上的电感矩阵，并使用式(29)的m、n、s来表示αβ固定坐标系或dq旋转坐标系上的电感，则成为下式(30)、(31)。
[0215]
【数学式25】
[0216][0217][0218]
此外，从αβ固定坐标系向dq旋转坐标系的电感转换由下式(32)来表示。
[0219]
【数学式26】
[0220][0221]
图8示出uvw固定坐标上的理想正弦波的电感的一个示例。本示例中，将自感和互感的振幅分别设为0.1、0.02，将偏移分别设为1.3、-0.11，假设相间120
°
相位偏移的正弦波。
[0222]
关于这样的理想正弦波的电感，当使用式(29)、(30)、(31)来计算αβ固定坐标系上的电感l
α
、l
β
、m
αβ
、dq旋转坐标系上的电感ld、lq、mdq以及m、n、s分量并绘制时，成为图9a、图9b和图9c那样。如一般已知的那样，dq旋转坐标系上的电感ld、lq均没有对于转子位置的依
赖性，本示例中为lq＝1.34、ld＝1.48。此外，突极比lq/ld＝1.10。
[0223]
此外，在图10a、图10b和图10c中示出使用式(4)根据图8所示的理想正弦波的电感来计算电流微分值的结果。图10a示出施加电压矢量v1(100)时的电流微分值，图10b示出施加电压矢量v3(010)时的电流微分值，图10c示出施加电压矢量v5(001)时的电流微分值。均示出u相、v相和w相相对于转子电气角的电流微分值的变化。另外，检测增益和电压设为1。
[0224]
作为示例，在图11a～图11e中示出利用磁分析对于三相的表面磁体型电动机在电动机的q轴电流为零的状态下输入所述3种电压矢量、并使转子位置旋转电气角1周期时的电流微分值、以及使用式(5)和式(11)运算出的位置推定的结果。图11a示出施加电压矢量v1(100)时的电流微分值，图11b示出施加电压矢量v3(010)时的电流微分值，图11c示出施加电压矢量v5(001)时的电流微分值。图11d示出通过式(5)运算出的位置推定用三相信号us、vs、ws。并且，图11e示出利用式(11)计算出的αβ固定坐标系上的位置推定用二相信号αs、βs、以及基于它们求出的推定位置θ。可知位置推定用三相信号us、vs、ws成为谐波重叠后的波形，但可以大致视为正弦波，能运算推定位置θ。
[0225]
图12a和图12b分别示出以磁分析求出得到图11a～图11e的状态时的电动机电感lu、lv、lw、muv、mvw、mwu和各相线圈(绕组)的交链磁通的结果。与图8相比较，可知电感从理想的正弦波偏移、以及如式(13)所示那样存在电感的偏移量与其振幅之比α(标准化后的电感振幅)的高阶的项，这是图11d的位置推定用三相信号us、vs、ws并非理想的正弦波的理由。
[0226]
接着，在图13a、图13b、图13c和图13d中示出电动机的q轴电流为正或负的状态下施加同样的分析后的结果。图13a和图13b分别示出以磁分析求出q轴电流为正时的电动机电感lu、lv、lw、muv、mvw、mwu和各相线圈(绕组)的交链磁通的结果。图13c和图13d分别示出以磁分析求出q轴电流为负时的电动机电感lu、lv、lw、muv、mvw、mwu和各相线圈(绕组)的交链磁通的结果。这些图中，转子电角度的正负的定义中，定义为在空载且q轴电流为正的情况下转子电角度往正向前进的方向(进角方向)上。换言之，将q轴电流为正时产生的转矩的方向设为转子电角度的正方向。
[0227]
可知线圈的交链磁通与电流为零时相比，q轴电流为正的状态下向进角方向(转矩产生方向)偏移，为负的状态下向延迟角方向(转矩产生方向)偏移。关于电感，包含因d轴正方向或负方向的磁阻的不同而使振幅变化、或槽组合所引起的谐波。然而，可考虑为本质上自感lu、lv、lw和互感muv、mvw、mwu的相位均偏移到与线圈的交链磁通的相位偏移相同的方向上。
[0228]
图14a、图14b和图14c中，示出施加q轴电流时的位置推定用三相信号和推定位置的分析结果。图14a示出对于q轴电流为正的情况、通过式(5)运算出的位置推定用三相信号us、vs、ws。图14b示出对于q轴电流为负的情况、通过式(5)运算出的位置推定用三相信号us、vs、ws。图14c示出对于q轴电流为正和负的各情况、通过式(11)运算出的推定位置θ。此外，图14c中，将用于分析的转子电气角(分析上的真值)作为理想推定角度一并示出。此外，图14d中，示出对于q轴电流为正和负的各情况、推定位置相对于理想推定角度的误差(推定角度误差)。
[0229]
可知随着电感的相位偏移，推定位置θ与理想推定角度相比，q轴电流为正时推定位置向正方向(转矩产生方向)偏移，为负时向负方向(转矩产生方向)偏移。若推定位置θ与
理想推定角度的偏移变大，则转矩减小，最差的情况下电动机有可能失步。
[0230]
因此，导入用q轴电流的函数来表示的校正量。作为一个示例，将比例常数k(k＞0)与q轴电流值iq相乘来设为校正c1(c1＝k
·
iq)，并进行从校正前的推定位置θ中减去该校正量c1的平移校正(第1校正)。该平移校正是将推定位置θ向转矩产生方向偏移校正量c1(第1校正量)的绝对值的操作。图15a中，示出对于q轴电流为正和负的各情况、平移校正后的推定位置θ
c1
(＝θ-c1)。此外，图15b中示出平移校正后的推定位置θ
c1
相对于理想推定角度的推定角度误差。
[0231]
可知校正前有
±
50
°
左右的推定角度误差(参照图14d)被抑制在
±
20
°
以内，随着q轴电流的增加(绝对值的增加)的电感的相位所引起的推定误差能通过该校正来解决。
[0232]
本示例中，使用比例式作为q中电流的函数，但如果导入使用与q轴电流有关的包含更高阶的项在内的函数的校正量来进行平移校正，则相对于q轴电流的变化可得到更接近理想推定值的值。
[0233]
计算出上述平移校正后的推定位置θ
c1
后，进一步进行谐波校正(第2校正)并使推定角度误差变小。
[0234]
例如，作为谐波校正量，导入相对于推定位置θ具有n倍(n为2以上的自然数。例如n＝3)的谐波的校正量c2。更具体而言，作为以q轴电流值iq为振幅的n倍谐波，导入下式(33)的谐波校正量c2(第2校正量)。谐波校正量c2是推定位置θ和q轴电流值iq的函数，更详细而言，是将推定位置θ(也能称为平移校正后的推定位置θ
c1
)用于相位后的谐波分量与q轴电流值的函数之积。下式(33)中，q轴电流值的函数为q轴电流值本身，但例如也可以为将比例常数与q轴电流值相乘后得到的函数，也可以是包含更高阶的项在内的函数。
[0235]
c2＝sin(nθ
c1
+δ)
×
iq
··· (33)
[0236]
从平移校正后的推定位置θ
c1
中进一步减去该谐波校正量c2。由此，谐波校正后的推定位置θ
c2
成为下式(34)那样。
[0237]
θ
c2
＝θ
c1
－iq
·
sin(nθ
c1
+δ)＝θ－c1－iq
·
sin(n(θ-c1)+δ)
··· (34)
[0238]
n＝3的情况下，校正后的推定位置θ
c2
和推定角度误差分别如图16a和图16b所示那样。这里，相位偏移δ选择为使推定误差变小即可。
[0239]
如图16b所示那样，通过在平移校正的基础上进行谐波校正，从而推定位置误差被抑制为小于
±8°
。由此，能减少因推定位置误差而引起的转矩纹波。图16a和图16b的示例的谐波校正中，仅减少了三次谐波，但也可以进一步进行高阶的谐波校正，与平移校正同样地，若通过与q轴电流相关而包含更高阶的项在内的校正量来进行校正，从而能进一步减少推定位置误差。
[0240]
此外，在q轴电流所引起的电感相位偏移较小的情况下，也可以省去平移校正，而仅进行谐波校正。该情况下，c1＝0，所以校正后的推定位置θ
c2
成为下式(35)那样。
[0241]
θ
c2
＝θ－iq
·
sin(nθ+δ)
· ·· (35)
[0242]
此外，可以省略谐波校正，而仅进行平移校正。
[0243]
此外，上述示例中，相对于q轴电流子iq和校正前的推定位置θ，使用函数确定了校正量c1、c2，但也可以事先使校正量表格化，以代替使用函数。并且，可以使对应的校正后的推定位置本身表格化，以代替使用函数、表格来生成校正量。
[0244]
上述平移校正及/或谐波校正由第1补偿器161(参照图2a)来进行，并生成校正后
的推定位置θ
1c
。即，设为推定位置θ
1c
＝θ
2c
即可。在仅进行平移校正的情况下，推定位置θ
1c
＝θ
c1
。
[0245]
上述示例中，说明了表面磁体型电动机，但在使用嵌入磁体型电动机的情况下，虽然也有一定程度的差异，但会产生线圈的交链磁通发生偏移而引起的电感的波形的偏移，且谐波重叠到推定值的情况相同。
[0246]
图17a和图17b分别示出使用式(29)、(30)、(31)将图12a所示的uvw固定坐标上的电感转换为αβ固定坐标系和dq旋转坐标系上的电感后的结果。图17c示出对应的分量m、n、s。
[0247]
图12a的电感变化并非完全的正弦波形状，所以在dq旋转坐标系上的电感ld、lq中，均呈现转子位置依赖性。此外，可知dq轴的干扰分量即互感mdq不为零。若根据图17a的结果来求出，则相对于转子电气角的平均电感分别为ld＝1.4、lq＝1.5，平均的突极比lq/ld＝1.07。
[0248]
由此，可知无励磁时的突极比为平均7％左右，而且即使根据电气角而成为1％左右那样的突极比较小的表面磁体型电动机，也能以足够的精度来进行位置推定。
[0249]
以下，示出准备三相表面磁体型电动机来作为与上述分析相同条件的实际的电动机，对该电动机施加所述pwm模式，将由电流的大小所引起的磁性体的饱和而使增益变动的电流变压器用作为电流微分检测器4uvw而进行电流微分值的获取及位置推定后的结果。
[0250]
图18a、图18b和图18c分别示出电动机电流为零且使用3种电压矢量v1(100)、v3(010)、v5(001)而得到的电流微分值。图18d示出根据同相的电流微分值的差分并按照式(5)而构成的位置推定用三相信号us、vs、ws。图18e示出根据该位置推定用三相信号us、vs、ws并按照式(11)而运算出的推定位置。可知电流为零时，能与分析结果同样地运算推定位置。
[0251]
图19a、图19b和图19c示出以固定相励磁对电动机线施加u相为零、v相为正、w相为负的电流、并从外部强制性地旋转电动机时的电流微分值的获取结果。图19a、图19b和图19c示出分别施加电压矢量v1(100)、v3(010)、v5(001)而获取电流微分值的结果。横轴的转子电角度与励磁角相位之间的关系成为在转子电角度0
°
为d轴励磁、在转子电角度90
°
为q轴励磁、在转子电角度180
°
为反d轴励磁。
[0252]
例如，对原本应该得到相同电平的信号值的电压指令v1(100)的模式的u相信号(参照图10a)、电压矢量v3(010)的模式的v相信号(参照图19b)以及电压矢量v5(001)的模式的w相信号(参照图19c)进行比较可知，v相和w相的信号因构成电流微分检测器4uvw的电流变压器的磁性体的饱和的影响而衰减到一半左右。
[0253]
图20a示出根据图18a、图18b和图18c的电流微分值的结果使用仅利用2种电压矢量v5(001)、v3(010)的式(7)来构成位置推定用三相信号us、vs、ws的结果。图20b示出使用该位置推定用三相信号us、vs、ws并利用式(11)来运算推定位置θ的结果。
[0254]
如式(7)那样，信号vs和信号ws是以不同的相的差分构成的信息，因此，以增益不同的信号的差分来构成。因增益不同的信号被减去，无法良好地运算三相信号，无法正确地运算推定位置。
[0255]
可以视为位置推定用三相信号呈单纯的偏移。此外，本示例中，使v相和w相的电流的绝对值相等，所以v相和w相的增益相等，可以说是与偏移发生的情况相似的动作。然而，
现实上uvw向的电流随着时间变化，各相的增益也没有特别的限制地动作。因此，实际上，由于式(8)的增益的和、或差分而呈现的项，位置推定用三相信号根据电动机电流而复杂地变化。因此，难以进行校正。
[0256]
因此，在为了转子位置检测而使用2种电压矢量的情况下，优选为使用利用了能避免磁性体的饱和的构造的元件的电流微分检测器。例如，优选为使用利用了空芯线圈的电流变压器等元件。
[0257]
图21a示出根据图18a、图18b和18c的电流微分值的结果、使用式(5)并利用同相的差分来构成位置推定用三相信号us、vs、ws的示例，图21b示出使用该位置推定用三相信号us、vs、ws并利用式(11)来运算推定位置的结果。可知通过减去同相的信号，从而能抑制电流微分器4uvw的增益的影响，能运算推定位置。推定位置的失真由式(6)所呈现的、将式整体括起来的增益gu、gv、gw所引起。具体而言，增益gv、gw为增益gu的大致一半，所以位置推定用三相信号vs和ws的振幅成为位置推定用三相信号us的大致一半，这是推定位置的失真的原因。
[0258]
对其校正较为容易，仅将对应于电流的增益分别与位置推定用三相信号相加即可。图22a中示出将图21a的信号vs、ws设为2倍并重新运算后得到的位置推定用三相信号us、vs、ws，图22b中示出使用它们并利用式(11)来运算推定位置的结果。可知位置推定用三相信号的三相为对称的形状，也没有推定位置的失真。
[0259]
将对应于电流的增益与位置推定用三相信号相乘的校正也可以替换为根据电流使电流微分检测增益gu、gv、gw(以下有时统称为“guvw”。)可变的运算。例如，可以基于电动机各相的线电流iuvw的绝对值|iuvw|，并按照下式(36)的函数来确定各相的增益guvw。根据式(36)的函数，各相的线电流iuvw的绝对值在第1常数i1(i1＞0)以下时，该相的增益guvw成为恒定的第1增益g1(g1＞0)，各相的线电流iuvw的绝对值比第2常数i2(i2＞i1)时该相的增益guvw成为恒定的第2增益g2(g2＞g1)。然后，在各相的线电流iuvw的绝对值比第1常数i1要大、且在第2常数i2以下时，该相的增益guvw在第1增益g1与第2增益g2之间，根据该相的线电流iuvw的绝对值而线性地变动。
[0260]
【数学式27】
[0261][0262]
也可以事先测定电流微分检测相对于电动机电流的增益，并利用式(3)进行拟合来确定常数i1、i2、g1、g2。此外，也可以预先使拟合的结果表格化，并通过表格的参照来确定与电流相对应的各相的增益guvw。
[0263]
此外，可以通过由式(36)加上高阶的项而得的函数，来确定增益guvw。
[0264]
信号振幅变化的情况并非受到电流微分检测器4uvw的增益的影响。电气角0
°
下为d轴励磁而加强磁体的磁通，电气角180
°
下为反d轴励磁，成为减弱磁体的磁通的方向的励磁。若减弱磁体的磁通则接近无磁体的状态，因芯体的饱和而产生的电感的位置依赖性消
失，所以信号振幅变化。
[0265]
通过进行将对应于电流的增益与位置推定用三相信号相乘的校正，即使在电流脉动微小的情况下，也能将由电流变压器那样的磁性体所构成的检测元件用于电流微分检测器4uvw。由此，能高灵敏度地检测电流微分值。
[0266]
在不使用电流变压器等电流微分检测元件的情况下，一般也难以将uvw相所有的电流微分检测增益设为完全相同。在三相的电流微分检测增益不同的情况下，通过使用该运算处理，从而能降低位置推定误差。
[0267]
另外，在使用上述那样的推定位置的无传感器控制中，存在相对于电动机电气角1周期推定位置出现2周期所引起的不稳定性。因此，初始磁力位置有可能变为反相位。当其成为问题的情况下，例如，一并使用利用了磁饱和的初始位置推定方法(例如，参照非专利文献2)来决定初始励磁位置即可。本实施方式中，推定位置在αβ固定坐标上得到，因此，若初始励磁位置变为反相位所引起的初始励磁的励磁位置偏移不成为问题，则通过将推定位置的2周期信号转换为1周期信号，并直接用于dq转换的坐标系，从而即使不进行初始位置推定，也能使电动机同步地旋转。
[0268]
接着，对第2位置推定器152所进行的位置推定(第2推定方法)的具体示例进行说明。
[0269]
本实施方式中，第2位置推定器152在αβ坐标系上，通过扩展感应电压观测器来推定转子的位置。本方法是非专利文献1和专利文献7等中详细说明的方法，所以这里仅作概述。
[0270]
αβ坐标系上的电动机的电压方程式能使用微分运算符p(时间微分运算符)书写为下式(37)那样。
[0271]
【数学式28】
[0272][0273]
使用dq坐标系上的电感ld、lq如式(39)那样来表现αβ坐标系上的电感l
α
、l
β
、l
αβ
。此外，若也使用dq坐标系上的电流id、iq(＝id、iq)来对式(37)进行变形，则成为式(38)。假设为dq坐标系上的电感没有角度依赖性，且电感ld、lq的时间微分为零。将依赖于电动机位置θ的项汇总到式(38)的第2项，将其定义为扩展感应电压矢量e(式(40))。另外，式中的标号“·”表示作用范围仅有该变量(式(38)中仅iq)的一阶时间微分的微分运算符。以下相同。
[0274]
【数学式29】
[0275]
[0276][0277][0278]
若对式(38)进行变形而导出状态方程式，则得到式(41)、(42)。每当导出扩展感应电压的时间微分即式(42)时，将d轴电流id的一阶时间微分和q轴电流iq的二阶时间微分以及角速度ω的一阶时间微分均近似为零。
[0279]
【数学式30】
[0280][0281]
求出扩展感应电压推定值e^(其中，标号“^”表示推定值，以下相同。)的最小维度状态观测器(扩展感应电压观测器)成为式(43)、(44)。观测器增益g例如确定为与速度的绝对值成比例即可。
[0282]
【数学式31】
[0283][0284][0285]
若将式(43)代入式(44)，注意gj＝jg并变形，则成为式(45)。
[0286]
【数学式32】
[0287][0288]
为了消除电流微分检测值，当导入介质变量ξ＝e^+gi来进行转换时成为式(46)，能利用电流检测值i和电压检测值v来求出ξ的一阶时间微分。
[0289]
【数学式33】
[0290][0291]
因此，通过对式(46)进行时间微分从而能得到ξ，如式(47)那样再次进行变量转换，从而能得到扩展感应电压推定值e^。
[0292]
推定位置通过采用扩展感应电压的偏角如式(48)那样来给出。
[0293]
【数学式34】
[0294][0295]
θ＝arg(e
α
+i
·eβ
)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ…
(48)
[0296]
其中，式(48)中的i是虚数单位。
[0297]
第2位置推定器152(参照图2a、图2b)从三相二相转换器134(参照图1b)得到αβ固定坐标系的电流检测值i
α
、i
β
并作为式(46)中的电流i使用，从反dq转换器132(参照图1b)得到αβ固定坐标系的电流指令值vαcmd、vβcmd，并作为式(46)的电压检测值v来使用。由此，第2位置推定器152通过式(47)求出感应电压推定值e^(e^
α
，e^
β
)，进而通过式(48)求出转子推定位置θ2。
[0298]
接着，对第1位置推定器151(参照图2a、图2b)生成的推定位置信号的周期转换、即周期转换器154的作用进行说明。
[0299]
第1位置推定器151基于伴随转子的旋转的电感的变动，换言之、利用电感依赖于转子的旋转位置的情况来进行位置推定。因此，第1位置推定器151生成的推定位置信号相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有2周期的变动。因此，如上所述，通过周期转换器154(参照图2a和图2b)，将第1位置推定器151生成的推定位置信号转换为相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的第1推定位置信号。
[0300]
在低速区域中通过检测电流纹波并利用运算电动机电感所包含的位置的信息的第1位置推定器151，如式(11)、(14)等所示那样得到电气角1周期中进行2周期变动的信号。中高速区域中利用按照扩展感应电压观测器的式(47)、(48)来运算推定位置的第2位置推定器152，来得到电气角1周期中进行1周期变动的信号。
[0301]
作为具体示例，在图23中示出以160[r/min]的无负荷的条件使额定转速3000[r/min]的表面磁体型同步电动机旋转、并使用所述2种推定方法来进行位置推定从而绘制电气角2周期后的结果。可知扩展感应电压中的位置推定中(第2位置推定器152所进行的第2推定方法)相对于转子的1个电气角的旋转可得到1周期的推定位置，在脉冲施加中的位置推定中(第1位置推定器151所进行的第1推动方法)，相对于转子的1个电气角的旋转可得到2周期的推定位置。
[0302]
脉冲施加中的位置推定(第1推定方法)中，相对于1个电气角成为2周期的信号，所以需要转换为1周期。该周期转换由周期转换器154(参照图2a和图2b)来进行。
[0303]
图24示出用于周期转换器154所进行的周期转换的处理示例。该处理以规定的运算周期重复执行。以下说明中，“1周期信号”是对应于电气角的1周期，并从下限值(具体为0)到上限值msk(与电气角的1周期相对应的值。例如2048)为止根据转子位置重复单调增加的变化的信号。此外，“2周期信号”是对应于电气角的二分之一周期，并从下限值到上限值msk/2(与电气角的1周期相对应的值的二分之一)为止根据转子位置重复单调增加的变化的信号。即，1周期信号是在电气角的1周期中具有1个周期的信号，2周期信号是在电气角的1周期中具有2个周期的信号。如图23所示那样，使用扩展感应电压的第2推定方法生成1周期信号，使用脉冲施加的第1推定方法生成2周期信号。如从图23所理解的那样，2周期信号具有与1周期信号一致的区间、以及相对于1周期信号偏移电气角的二分之一的值的区间。
[0304]
当按照图24所记载的顺序时，只要在某个时刻得到一次正确的1周期信号，就能进
通过各运算周期中的当前的2周期信号(该运算周期中的2周期信号)连续地生成1周期的信号。
[0305]
具体说明时，求出上一次(上个运算周期)的1周期信号值1cyc_t-1与本次(当前运算周期)的2周期信号值2cyc_t之间的差分的绝对值wk1(步骤s1)。判定该差分的绝对值wk1是否小于1个电气角的值msk(例如2048)的四分之一(步骤s2。第1判定)。若wk1＜msk/4(步骤s2：是)，则判定为周期符合，将2周期信号值2cyc_t暂时直接作为本次的1周期信号值1cyc_t来使用(步骤s3)。若wk1≥msk/4(步骤s2：否)，则判定为偏移了半周期，将对2周期信号值2cyc_t加上1个电气角的值msk的二分之一后得到的2cyc_t+msk/2暂时作为本次的1周期信号值1cyc_t来使用(步骤s4)。
[0306]
仅通过基于该第1判定的处理，在上次的1周期信号值1cyc_t-1与本次的2周期信号值2cyc_t均为周期边界即0附近的值的情况下，有时因测定噪声而无法正确地进行处理。例如，在1个电气角的值msk＝2048的情况下，转子位置位于0时的理想的信号值为1cyc_t-1＝2cyc_t＝0，但因噪声而得到1cyc_t-1＝2038、2cyc_t＝10那样的信号值。此时，优选为本次的1周期信号值1cyc_t＝10。然而，当进行基于所述第1判定的处理时，成为wk1＝2028(＝2038-10)，不满足wk1＜512(msk/4)(步骤s2：否)，因此成为1周期信号值1cyc_t＝10+1024＝1034(步骤s4)，会输出偏移了半周期后的值。
[0307]
为了避免该情况，求出进行基于所述第1判定(步骤s2)的处理(步骤s3、s4)而得到的1周期信号值1cyc_t、与上次运算周期的1周期信号1cyc_t-1之间的差分的绝对值wk2(步骤s5)，并进一步进行第2判定(步骤s6)。即，若msk/4＜wk2＜3*msk/4(步骤s6：是)，则判定为基于第1判定(步骤s2)得到的1周期信号值1cyc_t(步骤s3、s4)偏移了半周期，以成为1cyc_t＝1cyc_t-msk/2的方式对值进行修正并输出(步骤s7)。若步骤s6的判断为否定，在基于第1判定的处理(步骤s2、s3、s4)求出的1周期信号值1cyc_t为正确的值，因此不进行步骤s7的修正。
[0308]
所述示例的情况下，仅通过基于第1判定的处理(步骤s2、s3、s4)判定为1周期信号值1cyc_t＝1034，但通过加上基于第2判定的处理(步骤s6、s7)，从而成为wk2＝|2038-1034|＝1004，满足512(＝msk/4)以上且1536(＝3*msk/4)以下。因此，修正为1周期信号值1cyc_t＝1034-1024＝10的正确的位置，即使测定值中包含噪声，也能得到正确的1周期信号值。
[0309]
对所得到的1周期信号值1cyc_t进一步进行基于电气角1周期的值msk的余数运算(mod运算(运算符％))(步骤s8)，输出0～msk(＝2048)的范围的1周期信号值1cyc_t。可以预先将电气角1周期的值msk设为2的指数幂(即、2n(其中n为自然数))，将mod运算替换为逻辑积(and)的比特运算。
[0310]
某个时刻应给出的正确的1周期信号例如能使用利用了铁心的饱和的初始位置推定法(参照非专利文献2)等来得到。
[0311]
图25示出电动机为与图23同样的驱动状态时、按照图24的步骤将利用电流纹波得到推定位置的第1推定方法所得到的2周期信号转换为1周期信号的结果。将1个电气角的值msk设为2048。可知会产生良好的1周期信号。
[0312]
由此，相对于αβ固定坐标系上的电气角1周期的转子的旋转具有1周期的2种推定位置信号通过第1推定方法和第2推定方法来得到。因此，根据推定速度或扩展感应电压矢量长度来切换使用的推定位置信号、或将2种推定位置信号加权并合成。由此，能在所有速
度区域中求出准确的推定位置，因此能进行全速度区域中的无传感器控制。
[0313]
图26示出推定位置合成器153(参照图2a和图2b)所进行的处理的一个示例。图2a的结构中，推定位置合成器153将由第1补偿器和第2补偿器161、162分别补偿后的第1推定位置信号和第2推定位置信号θ
1c
、θ
2c
加权并合成，在图2b的结构中，将补偿前的第1推定位置信号和第2推定位置信号θ1、θ2加权并合成。这里，将使用脉冲施加的第1推定方向的第1推定位置信号θ
1c
、θ1所表示的转子推定位置总称为“第1推定位置θ
pwm”。同样地，将使用扩展感应电压的第2推定方法的第2推定位置信号θ
2c
、θ2所表示的转子推定位置总称为“第2推定位置θ
emf”。
[0314]
推定位置的加权是锯齿波状的加权计算。具体而言，求出第2推定位置θ
emf
相对于第1推定位置θ
pwm
的差分dif(步骤s11)。调查该差分dif是否在1个电气角周期的值msk(例如2048)的一半的范围外。即，调查是否dif＜-msk/2(步骤s12)、以及是否dif＞msk/2(步骤s14)。若为dif＜-msk/2(步骤s12：是)，则将对1个电气角周期的值msk加上差分dif而得的值msk+dif代入变量wk3(步骤s13)。若为dif＞msk/2(步骤s14：是)，则将从1个电气角周期的值msk减去差分dif而得的值msk-dif代入变量wk3(步骤s15)。若差分dif在1个电气角周期的值msk的一半的范围内(-msk/2≤dif≤msk/2)(步骤s12、s14双方为否)，则将差分dif代入变量wk3(步骤s16)。然后，按照下式(49)，将根据加权系统ρ(0≤ρ≤1)对变量wk加权后的值ρ
·
wk3与第1推定位置θ
pwm
相加，对其进行基于1个电气角的值msk的余数运算mod(运算符％)，求出加权合成后的合成推定位置θ
wt
(步骤s17)。
[0315]
θ
wt
＝(θ
pwm
+ρ
×
wk3)％msk
…
(49)
[0316]
在wk3＝dif时(步骤s16)的情况下，成为θ
pwm
+ρ
×
wk3＝θ
pwm
+ρ(θ
emf-θ
pwm
)＝(1-ρ)θ
pwm
+ρθ
emf
，可知第1推定位置θ
pwm
和第2推定位置θ
emf
被加权并合成。余数运算mod(运算符％)是用于在0～msk的范围内将合成结果设为锯齿波状地周期变化的推定位置信号的运算。
[0317]
例如，在真实的转子位置的值为“5”时，求出第1推定位置θ
pwm
＝2038以及第2推定位置θ
emf
＝20。当设为加权系数ρ＝0.5时，得到加权后的合成推定位置θ
wt
＝5的运算结果是恰当的。为了得到这样的结果，求出2个推定位置θ
pwm
、θ
wt
的差分dif(步骤s11)，若该差分dif在
±
msk/2以内则将该值作为表示2个推定位置间的距离的变量wk3来使用，若该差分dif超过msk/2则将从1个电气角值msk减去差分dif而得的值作为表示2个推定位置间的距离的变量wk3来使用，若差分dif比-msk/2要小则将差分dif与1个电气角值msk相加后的值作为表示2个推定位置间的距离的变量wk3来使用(步骤s12～s16)。对该变量乘以加权系数ρ之后，加上任一推定位置θ
pwm
、θ
emf
(图26的示例中为第1推定位置θ
pwm
)即可。
[0318]
上述示例的情况下，差分dif＝-2018(＝20-2038)，所以变量wk3＝2048-2018＝30。因此，合成推定位置θ
wt
＝(2038+0.5
×
30)％2048＝5，可知得到了正确的加权结果。
[0319]
图26的步骤中使用了分支处理，但在式(50)中示出通过mod运算或比特移位运算来高速地进行处理的方法。运算结果与遵循图26的步骤的情况等效。
[0320]
式(50)的变量wk成为与图26的wk3等效的运算结果，能得到ρ＝0时θ
wt
＝θ
pwm
、ρ＝1时θ
wt
＝θ
emf
的加权结果。
[0321]
【数学式35】
[0322][0323]
作为示例，图27中示出θ
pwm
和θ
emf
分别具有一定量的噪声，且使θ
emf
相对于θ
pwm
偏移了+512时，针对在0≤ρ≤1的范围内使ρ变化时的合成推定位置θ
wt
使用式(50)运算后得到的结果。θ
wt
在ρ＝0时与θ
pwm
一致，在ρ＝1时与θ
emf
一致。并且，可知θ
wt
在ρ为0与1之间的值时，能够包含噪声的大小并随着ρ的变化而平顺地加权。本示例中，为了视觉上容易理解而使θemf偏移，但实际上θ
emf
与θ
pwm
表示大致相同的值。当然，该情况下若使用式(50)，则也能正确地进行加权并合成。
[0324]
根据推定速度或扩展感应电压矢量e(参照式(4))的矢量长度使加权系数ρ转移，从而能根据转子的转速恰当地对第1推定方法和第2推定方法进行加权，能使推定方法平顺地转移。式(51)中示出一个示例。式(51)中，将推定速度设为ω，将加权开始速度设为ωs，将加权结束速度设为ωe，使加权系数ρ相对于推定速度ω成比例(线性地)变化。在小于加权开始速度ωs的低速度区域中ρ＝0，仅使用第1推定方法得出的推定结果。同样地，在超过加权结束速度ωe的高速度区域中ρ＝1，仅使用第2推定方法所得出的推定结果。
[0325]
【数学式36】
[0326][0327]
可以使用扩展感应电压的矢量长度|e|来代替推定速度ω，也可以以其它函数(非线性函数)而非比例(线性)地定义加权系数ρ。
[0328]
式(51)中，若设定为ωs≒ωe，则以速度ωs将加权系数ρ从0切换为1。这实质上相当于代替进行加权，而是以特定的速度切换推定方法、即切换合成。
[0329]
若以数学式来表示图2a的结构的加权合成，则如式(52)的第1行那样。式中，δθ1表示第1补偿器161的补偿量，为θ
1c
＝θ1+δθ1。同样地，δθ2表示第2补偿器162的补偿量，为θ
2c
＝θ2+δθ2。式(52)的第1行能像同式第3行那样进行变形。这成为图2b的结构的加权合成的表现。同式第3行的第1项表示补偿前的加权合成，同式第3行的第2项表示加权合成后的补偿。因此，根据图2a和图2b的任一个结构，实际上都能进行等效的处理。
[0330]
θnew＝(1－ρ)θ
1c
+ρθ
2c
[0331]
＝(1－ρ)(θ1+δθ1)+ρ(θ2+δθ2)
[0332]
＝(1－ρ)θ1+ρθ2+{(1－ρ)δθ1+ρδθ2}
…
(52)
[0333]
另外，第1补偿器161的补偿(校正)也可以是参照上述图15和图16所说明的处理(参照式(34)、(35))。
[0334]
作为实施例，设为式(51)的加权开始速度ωs＝600[r/min]、加权结束速度ωe＝1200[r/min]，设计(程序)控制器1(参照图1a)以运算加权后的合成推定位置θnew。其中，省略了补偿器161、162、163(参照图2a和图2b)。由该控制器1进行交流电动机m的速度控制，以30[ms(毫秒)]从0～1600[r/min]进行急加速。图28中示出对此时的加权系数ρ的推移、推定速度ω的时间变化、以及合成推定位置θnew绘制后得到的结果。
[0335]
可知加权系数ρ在600～1200[r/min]之间根据速度线性地变化，急加速时加权后的合成推定位置θnew也不会大幅变动，而是平顺地变化。
[0336]
例如，专利文献8中公开了无需磁极位置检测器而实现在低速区域和高速区域之间的急剧且不间断的加速减速性能的同步电动机的控制方法。该专利文献8中，示出以1.5[s]的加速率进行
±
1300[r/min]的正转反转的实验结果。上述实施例中的加速率为专利文献8的加速率的30倍左右。
[0337]
虽然也能使加权的速度区域ωs～ωe变窄，但该情况下，若低速和中高速的推定位置的误差不足够小，则推定方法切换的速度区域ωs～ωe会引起抖动，控制有时变得不稳定。加权的开始速度ωs和结束速度ωe基于使用脉冲施加的第1推定方法所能适用的速度的上限、以及可充分得到使用扩展感应电压推定的第2推定方法的精度的速度的下限来确定即可。
[0338]
作为其他实验，在使用所述实施例那样设定的控制器1以3000[r/min]的指令速度对交流电动机m进行速度控制的状态下，赋予急负荷而以30[ms]左右的减速时间使交流电动机m急停止。在图29中示出该情况下的加权系数ρ、推定速度ω、加权合成推定位置θnew以及q轴电流iq的时间变化。
[0339]
从中高速区域向低速区域转移时、即从第2推定方法向第1推定方法转移的期间，如参照标号pe所示那样，在合成推定位置产生电气角30度左右的较大的误差。这在基于第1推定方法和第2推定方法的2个推定结果中产生较大偏差的情况下产生，当合成推定位置的误差变得更大时有时产生失步。这是在使用脉冲施加的第1推定方法中，通过施加q轴电流iq而使电动机的电感相位变化从而导致推定位置偏移(参照上述图14a和图14b)、以及为了使用扩展感应电压的第2推定方法而使用的滤波器等所引起的延迟(推定值相对于速度的延迟)的影响。
[0340]
该问题能通过第1补偿器和第2补偿器161、162(参照图2a)的动作来解决。即，根据dq轴电流id、iq和推定速度ω对以第1推定方法和第2推定方法得到的第1推定位置信号和第2推定位置信号θ1、θ2施加补偿，并将施加该补偿后的第1推定位置信号和第2推定位置信号θ
1c
、θ
2c
加权并合成。图30中示出对第1推定位置信号和第2推定位置信号θ1、θ2施加与q轴电流iq和推定速度ω的一次结合a
·
iq+b
·
ω(其中，a、b为常数)成比例的补偿、并进行与图29的实验例同样的运行条件下的实验的结果。因急负荷而引起的急停止使得在第1推定方法和第2推定方法转移的期间中合成推定位置也不产生实质的误差，可得到平顺的合成推定位置。
[0341]
本实验例中，重现了急负荷所引起的急停止的情况，但上述补偿在因外部负荷而引起较大的q轴电流iq流过的状态下，在位置推定方法转移的情况下也能发挥同样的效果。
[0342]
补偿的程度能通过预先进行的调整来设定。例如，对电动机安装位置检测用的编码器等来检测理想位置(真实位置)，在任意的dq轴电流、速度下，确定补偿的程度以使得推定位置与理想位置的偏移变小即可。若进行这种调整来使补偿程度函数化、表格化，则之后不需要位置检测器。
[0343]
上述那样的补偿可以在位置推定器151、152输出电动机固定坐标系上的推定位置后进行。在使用了电动机旋转坐标系上输出位置误差δθ那样的位置推定器的情况下，无法直接校正推定位置，必须调整用于运算位置误差δθ的电动机参数，以得到真实的推定位
置，较为困难。
[0344]
如上所述，示出了对固定坐标系上的推定位置进行利用电流纹波的推定(第1推定方法)和利用扩展感应电压的推定(第2推定方法)这2种方法，并使它们转移，从而能进行高响应且稳定的无传感器控制。在进行基于扩展感应电压的推定(第2推定方法)的速度区域(中高速区域)中，除了对应于急剧减速的情况以外，本质上不需要基于电流纹波的位置推定(第1推定方法)。
[0345]
用于第1推定方法而施加的电压矢量模式会引起使为了施加用于驱动电动机的驱动电压而能使用的时间幅度(pwm控制周期中施加驱动用的电压的时间)变窄的问题、以及在电压矢量模式的个数与pwm控制周期之积的周期中因电流振动而产生的高频噪声的问题。为了防止这些问题，在仅使用扩展感应电压的推定(第2推定方法)的结果的速度区域(超过加权结束速度ωe的高速度区域)中，优选为以不施加图6a和图6b的位置检测电压矢量模式的方式来控制pwm生成器14(参照图1b)。
[0346]
以上，说明了本发明的实施方式，但本发明也能以其它方式来实施。
[0347]
例如，上述图1b中示出了从外部给出指令位置来进行位置控制的结构，但可以省去位置控制器11，而从外部对速度控制器12给出指令速度来进行速度控制。此外，可以省略速度控制器12，而从外部对dq电流控制器131给出指令电流来进行转矩控制。
[0348]
此外，通过对dq电流控制器131的输出施加补偿速度电动势的电压，从而可以进行dq轴的非干扰控制，也可以根据速度来施加弱磁场控制。
[0349]
作为其它变更，在上述实施方式的说明中使用的扩展感应电压的推定中使用了式(43)、(44)所表示的观测器，但也可以直接使用式(40)所示的扩展感应电压矢量。此外，也可以使用不经过位置误差δθ的推定就能运算电动机固定坐标系上的推定位置的其它位置推定器，来构成加权位置推定器15。
[0350]
此外，加权位置推定器15可以构成为具备3个以上的输出电动机固定坐标系上的推定位置的位置推定器，并将它们所得到的推定位置合成。例如，也可以构成为利用使用电流纹波的位置推定器、使用扩展感应电压的位置推定器、使用磁通观测器的位置推定器的3个位置推定器来作为输出固定坐标系上的推定位置的位置推定器，并对它们所得到的推定位置进行加权并合成。由此，能构成更高精度的位置推定器。
[0351]
此外，图1b中，通过电流微分检测器4uvw直接检测电流纹波(电流微分值)，但也可以检测电流的变化量(变量)以代替具备电流微分检测器4uvw。例如，可以分别检测位置检测电压矢量施加前后的电流值，并将它们的差分作为表示电流纹波的值来使用。
[0352]
对本发明的实施方式进行了详细说明，但这些只不过是为了使本发明的技术内容明确而使用的具体示例，本发明不应解释为受到这些具体示例的限制，本发明的范围仅由所附的权利要求书来限定。
[0353]
标号说明
[0354]
1控制器
[0355]
2逆变器
[0356]
3u、3v、3w电流检测器
[0357]
4u、4v、4w电流微分检测器
[0358]
5u、5v、5w绕组
[0359]
11位置控制器
[0360]
12速度控制器
[0361]
13电流控制器
[0362]
14pwm生成器
[0363]
15加权位置推定器
[0364]
16速度推定器
[0365]
100电动机控制装置
[0366]
131dq电流控制器
[0367]
132反dq转换器
[0368]
135dq转换器
[0369]
151第1位置推定器
[0370]
152第2位置推定器
[0371]
153推定位置合成器
[0372]
154周期转换器
[0373]
161第1补偿器
[0374]
162第2补偿器
[0375]
163合成位置补偿器。

技术特征：
1.一种电动机控制装置，通过不使用转子位置传感器的无传感器控制来控制交流同步电动机，所述电动机控制装置的特征在于，包括：第1位置推定器，该第1位置推定器按照第1推定方法来推定固定坐标系上的所述交流同步电动机的转子的位置；第2位置推定器，该第2位置推定器按照与所述第1推定方法不同的第2推定方法来推定固定坐标系上的所述交流同步电动机的转子的位置；以及驱动控制单元，该驱动控制单元基于所述第1位置推定器和所述第2位置推定器的推定结果，来驱动所述交流同步电动机。2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，所述第1推定方法和所述第2推定方法均推定转子的位置，而不进行转子位置的误差的推定。3.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，所述第1推定方法和所述第2推定方法均推定转子的位置，而不使用以使转子位置的误差为零的方式输出转子的推定速度的pll(锁相环)控制。4.如权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，所述第1位置推定器输出相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有2周期的变动的推定位置信号，所述第2位置推定器输出相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的推定位置信号。5.如权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，所述第1位置推定器输出相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有2周期的变动的推定位置信号，所述第2位置推定器输出相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的推定位置信号，所述电动机控制装置还包含周期转换器，该周期转换器将所述第1位置推定器的推定位置信号转换为相对于与定子的1个电气角周期相当的转子的旋转具有1周期的变动的周期信号的推定位置信号。6.如权利要求1至5中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，所述第1位置推定器基于对所述交流同步电动机施加位置检测电压矢量时该交流同步电动机的绕组电流所产生的电流纹波，来捕捉该交流同步电动机的电感的变化并推定转子的位置。7.如权利要求1至6中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，所述第2位置推定器基于扩展感应电压推定值来推定转子的位置。8.如权利要求7所述的电动机控制装置，其特征在于，还包含推定位置合成器，该推定位置合成器根据所述转子的转速或扩展感应电压矢量长度，来对所述第1位置推定器输出的推定位置信号即第1推定位置信号、和所述第2位置推定器输出的推定位置信号即第2推定位置信号进行切换或加权并合成，以生成合成推定位置，
所述驱动控制单元按照所述推定位置合成器生成的所述合成推定位置来驱动所述交流同步电动机。9.如权利要求8所述的电动机控制装置，其特征在于，还包含第1补偿器和第2补偿器，该第1补偿器和第2补偿器根据电动机电流和转子转速对所述第1推定位置信号和所述第2推定位置分别进行补偿，或者，还包含合成推定位置补偿器，该合成推定位置补偿器根据电动机电流和转子转速来补偿所述合成推定位置。10.如权利要求8或9所述的电动机控制装置，其特征在于，所述第1位置推定器基于对所述交流同步电动机施加位置检测电压矢量时该交流同步电动机的绕组电流所产生的电流纹波，来捕捉该交流同步电动机的电感的变化并推定转子的位置，所述推定位置合成器在转子的转速为规定值以上的高速度区域中生成所述合成推定位置，而不使用所述第1推定位置信号，在所述高速度区域中，停止所述位置检测电压矢量的施加。11.一种驱动系统，其特征在于，包括：交流同步电动机；向所述交流同步电动机提供交流电流的逆变器；以及控制所述逆变器的、权利要求1至10中任一项所述的电动机控制装置。

技术总结
本发明的电动机控制装置通过不使用转子位置传感器的无传感器控制来控制交流同步电动机。该电动机控制装置包括：按照第1推定方法来推定固定坐标系上的所述交流同步电动机的转子的位置的第1位置推定器；按照不同于所述第1推定方法的第2推定方法来推定固定坐标系上的所述交流同步电动机的转子的位置的第2位置推定器；以及基于所述第1位置推定器和所述第2位置推定器的推定结果来驱动所述交流同步电动机的驱动控制单元。电动机的驱动控制单元。电动机的驱动控制单元。


技术研发人员：海野晃
受保护的技术使用者：东方马达株式会社
技术研发日：2022.01.12
技术公布日：2023/9/22