宽输出电压的隔离式DC-DC变换器及控制方法与流程

宽输出电压的隔离式dc-dc变换器及控制方法
技术领域
1.本发明属于变换器及控制技术领域，具体涉及一种宽输出电压的隔离式dc-dc变换器及控制方法。


背景技术：

2.随着全球经济的快速发展和人口的激增，能源危机和环境污染问题也变得越来越严重。以化石燃料为代表的传统的能源不仅会导致环境污染、全球变暖等问题，而且由于储量不足还会带来能源枯竭的危机。因此，近些年以风能和太阳能为代表的可再生能源受到人们广泛重视。以光伏和燃料电池为代表的新能源发电系统的输出电压较低，既不能满足现有设备的供电需求，又不能达到供给电网的需求。因此需要进一步提升电压等级。由于两者电压等级悬殊，传统boost变换器无法胜任，必须采用更高增益的变换器才能满足需求。新能源发电易受外界环境影响，发电具有波动性和间歇性，供电质量差。同时每个新能源发电单元输出的直流电压存在差异，为了统一并网，因此需要接入一个变比可调节的dc-dc变换器，将不同的输入直流电压变换为数值相同的直流输出电压，接入直流母线，再统一逆变为交流电进行并网，为用户提供电能，保证用户侧需求。
3.其中，dc-dc变换是最重要的环节，承担着将不同新能源发电单元汇集至统一直流母线的职责。为了高输出化，存在将多个电源并联连接构成的电源装置。在使用多个电源的情况下，提出了以将施加给各个电源的负载分散来使电源的负担均等为目的的各种方式。例如，有专利文献公开了一种将多个电压源并联连接构成的并联驱动型电源装置。其是将并联驱动型电源装置具备2个dc-dc变换器。在各dc-dc变换器的输出侧插入电阻，使dc-dc变换器各自的电流电压特性(表示电压变化相对于电流变化的特性)具有斜率，进一步使该斜率相同。在该结构中，若流向与并联驱动型电源装置连接的负载的输出电流较小，则只有输出电压较高的dc-dc变换器输出电流，若流向负载的输出电流变大，则2个dc-dc变换器都输出电流。这样，分散了分别施加给2个dc-dc变换器的负载。
4.在日本特开2011-19338号公报中公开了一种dc-dc变换器。该dc-dc变换器具备：dc-dc变换器电路，其具有被并联连接的多个开关元件；控制器，其对多个开关元件的工作进行控制；和多个温度传感器，其与控制器连接并对多个开关元件各自的温度进行测量。控制器仅对多个开关元件中的一部分进行驱动而开始dc-dc变换器电路的控制，并且在驱动中的开关元件的测量温度超过阈值时，增加所驱动的开关元件的数量。根据这种结构，能够根据负载的大小来变更所驱动的开关元件的数量，并且与始终对所有的开关元件进行驱动的情况相比较，能够减少开关元件的损耗(例如开关损耗)。在上述的dc-dc变换器中，由于存在只有多个开关元件中的一部分被驱动的情况，因此，在多个开关元件之间，使用频率可能存在不同。通常，开关元件的使用频率越高，则开关元件及其周围结构的劣化(以下，简称作开关元件的劣化)发展得越快。因此，当在多个开关元件之间，使用频率产生不同时，一部分开关元件的劣化会提前发生，即使其他的开关元件的劣化在容许范围内，dc-dc变换器的产品寿命也会提前结束。
5.申请号为201610251403.2，名为《一种双向变换器》的发明专利申请，公开的技术方案是在原边激磁时，副边的rcd吸收电路不参与工作，在副边激磁时，原边的rcd吸收电路不参与工作；消耗的能量非常小，实现了“无损”吸收；然而，其仍然存在不足之处，分析如下：漏感能量还是通过消耗的方式来吸收掉，且第二绕组ns感应电压等于：(ns/np)vs，即匝比乘上第一侧的工作电压，第一侧的工作电压的变化范围较大，如用于锂电的均衡充电中，vs的工作电压范围为3.0v至4.20v，变化达40％，若匝比为10，那么，为了正常工作，稳压二极管w2的稳压值大于第二绕组ns感应电压的最大值4.2v*10＝42v，才能保证良好工作，当第二侧vo需要工作时，mos管q2处于pwm的开关状态，这时二极管d4、电容c2、电阻r2，以及稳压二极管w2组成的rcd吸收电路，其吸收电压过高，mos管q2的漏极在同样的时间，要从更高的电压降为0v，即du/dt更大了，电磁辐射也会更大，存在的不足为：mos管q2的耐压要高，高耐压的mos管做成同样的通态内阻，其成本大幅升高；emi较差；特别在输入电压工作范围较宽时，缺点更明显。
6.综上所述，新能源发电并网对dc-dc变换器提出了新的需求，急需一种宽范围、高效率的隔离式dc-dc变换器，从而减小新能源发电侧电压波动带来的影响，维持用户侧电压稳定，提高供电可靠性。


技术实现要素：

7.本发明的目的在于针对现有技术中存在的问题提供一种宽输出电压范围的隔离式dc-dc变换器和控制方法，在保留隔离、高功率密度特性的前提下，实现了高电能转换效率和宽输出电压范围。
8.本发明的技术方案是：
9.宽输出电压的隔离式dc-dc变换器，包括一次侧逆变电路、二次侧整流电路、五绕组高频变压器和lc串联谐振腔；所述的一次侧逆变电路为全桥电路，全桥电路交流输出端口通过串联的lc谐振腔与高频变压器原边w0绕组相连；二次侧整流电路与高频变压器副边相连接。
10.具体的，所述的二次侧整流电路包括两个整流单元、两个二极管和一个开关器件，两个整流单元分别为整流单元一和整流单元二，所述的整流单元一与高频变压器副边w1绕组和w2绕组相连，整流单元二与高频变压器副边w3绕组和w4绕组相连；整流单元一与一个二极管串联组成一个桥臂，整流单元二与另一个二极管串联组成另一个桥臂；两个桥臂的整流单元和二极管位置相反，将两桥臂并联作为输出接后级负载；两个桥臂的中点通过开关器件相连。
11.具体的，所述的整流单元一与整流单元二结构完全相同，所述的整流单元一或者整流单元二均包括两个二极管、两个电容和一个开关管；一个电容与一个二极管串联组成一个桥臂，两个电容与两个二极管分别串联组成两个桥臂，两桥臂的电容和二极管位置相反，两个桥臂中点用开关管进行连接，两个桥臂并联后分别通过一个二极管与高频变压器副边w1绕组和w2绕组相连。
12.具体的，高频变压器一次侧的全桥逆变电路将直流电压逆变为方波交流电压，谐振腔将电流波形变为正弦波，并且使电流与电压之间存在相位差，从而实现开关器件的软开关；二次侧的两个整流单元分别通过二极管整流将交流电压电流变为直流量，且实现一
个开关周期内对两个输出电容的充电。
13.具体的，采用如上任意权利要求所述宽输出电压的隔离式dc-dc变换器的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
14.所述的高频变压器一次侧的全桥逆变电路将直流电压逆变为方波交流电压，谐振腔将电流波形变为正弦波，并且使电流与电压之间存在相位差，从而实现开关器件的软开关；二次侧的两个整流单元分别通过二极管整流将交流电压电流变为直流量，且实现一个开关周期内对两个输出电容的充电。
15.具体的，通过控制任意一个整流单元的开关管的开关状态实现其两个输出电容串并联关系的改变，通过调节该整流单元的开关器件的占空比可调节输出电压，调压范围为1到2倍。
16.具体的，设置两个整流单元的开关器件占空比一致，通过控制两个桥臂中点的开关器件开关状态可实现整流单元一与整流单元二的串并联关系的改变，通过调节两个桥臂中点的开关器件的占空比可调节dc-dc变换器输出电压，实现变换器的输出电压从1到4倍变化。
17.dc-dc变换器是应用十分广泛的电力电子设备，它通过控制开关的通断，结合无源储能器件如电感、电容，从而实现将输入直流电变为另一固定电压或是可调电压的直流电，包括直流到直流的直接变换和直流-交流-直流的间接变换，前者也称为斩波电路，有六种基本的斩波电路:降压斩波电路(也称buck变换器)、升压斩波电路(也称boost变换器)、升降压斩波电路(也称buck-boost变换器)、cuk斩波电路、sepic斩波电路和zeta斩波电路，这种直接直流变换器不带变压器隔离，而间接直流变换器在直流变换器中间加入了交流环节，通常在输入输出间用变压器进行隔离，因此也称为带隔离的直流变换器。目前的开关电源中，间接的直流变换器是目前应用的主要结构形式。与此同时，在工业应用现场，通常要求有多个电压水平的直流电压，多输出端口的dc-dc变换器可以在满足多电压水平输出的要求的同时，做到更加紧凑的结构，同时可以节约成本。
18.根据上述分析，要求dc-dc变换器具有宽输出电压范围的功能。由于变压器可以提供电气隔离，安全性更高，因此要求dc-dc变换器输入侧和输出侧之间设有变压器进行电气隔离。同时，为了提高装置转换效率，需要加入软开关技术，降低装置损耗。
19.本发明的有益效果是：该dc-dc变换器可应用于新能源发电以及中大功率场所下的电池或超级电容充电，提出的拓扑具有以下显著优势：通过改变输出电容的串并联关系，可以实现输出电压1-4倍调节，适用于新能源能源发电，克服了串联谐振变换器不能宽范围调压的缺陷，满足电池/超级电容充电时输出电压宽范围调节和新能源能源发电高变比的需求。而且变换器通过二次侧开关器件的导通占空比实现调压，而不是利用谐振腔进行变频调压，使得变换器在整个调压范围内都具有高效率的优势。
附图说明
20.图1是1为本发明提出的宽输出电压范围的隔离式dc-dc变换器拓扑结构图；
21.图2为变换器驱动信号图；
22.图3为本发明的稳态仿真波形图子图(a)为一次侧全桥逆变电路交流输出电压波形；子图(b)为流过一次侧谐振腔的电流波形；子图(c)为流过二次侧二极管d1、d2、d7、d8的
电流波形；子图(d)为二次侧四个输出电容的电压波形；子图(e)为二次侧整流单元1输出电压us1、整流单元2输出电压us2、滤波电感l0前的输出电压us波形；子图(f)为dc-dc变换器输出电压波形；子图(g)为dc-dc变换器输出电流波形；
23.图4为本发明的动态仿真波形图，子图(a)为一次侧输入电压波形；子图(b)为一次侧全桥逆变电路交流输出电压波形；子图(c)为流过一次侧谐振腔的电流波形；子图(d)为二次侧四个输出电容的电压波形；子图(e)为二次侧滤波电感l0前的输出电压us波形；子图(f)为dc-dc变换器输出电压波形；子图(g)为dc-dc变换器输出电流波形。
具体实施方式
24.下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细的说明。
25.实施例1
26.本实施例提供一种宽输出电压范围的隔离式dc-dc变换器和控制方法两个部分。接下来分别详细阐述。
27.本实施例提出的宽输出电压范围的隔离式dc-dc变换器拓扑如图1所示，包括一次侧的逆变电路、二次侧的整流电路、五绕组高频变压器和lc串联谐振腔。
28.一次侧逆变电路为全桥电路，全桥电路交流输出端口通过串联的lc谐振腔与高频变压器原边w0绕组相连；二次侧整流电路包括两个整流单元、两个二极管和一个开关器件。整流单元1与高频变压器副边w1绕组和w2绕组相连，整流单元2与高频变压器副边w3绕组和w4绕组相连。整流单元1与二极管d6串联组成一个桥臂，整流单元2与二极管d5串联组成另一个桥臂。两个桥臂的整流单元和二极管位置相反，将两臂并联作为输出接后级负载。两个桥臂的中点通过开关器件q6相连。
29.其中，整流单元1与整流单元2结构完全相同。整流单元包括四个二极管，两个电容和一个开关管。以整流单元1为例，电容c1与二极管d3串联组成一个桥臂，电容c2与二极管d4串联也组成一个桥臂，两臂的电容和二极管位置相反。两个桥臂中点用开关管q5进行连接。两个桥臂并联后分别通过二极管d1和二极管d2与高频变压器副边w1绕组和w2绕组相连。
30.高频变压器一次侧的全桥逆变电路将直流电压逆变为方波交流电压，谐振腔将电流波形变为正弦波，并且使电流与电压之间存在相位差，从而实现开关器件的软开关；二次侧的两个整流单元分别通过二极管整流将交流电压电流变为直流量，且实现一个开关周期内对两个输出电容的充电。
31.两个整流单元控制方法相同。以整流单元1为例，通过控制开关管q5的开关状态实现输出电容c1与输出电容c2串并联关系的改变。当开关管q5导通时，两个输出电容串联，输出电压等于两个电容电压之和；当开关管q5关断时，两个输出电容并联，输出电压等于电容两端电压。通过调节开关器件q5的占空比可调节整流单元1输出电压，表达式为：
32.u
o1
＝(1+d1)uiꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
33.其中uo1为整流单元1输出电压，ui为输入电压，d1为开关器件q5的占空比。
34.由上式可知，d1从0变化到1，因此整流单元1输出电压范围为1到2倍输入电压。
35.设置开关器件q5与开关器件q7占空比一致，同理，整流单元2输出电压满足表达式：
36.u
o2
＝(1+d1)uiꢀꢀꢀꢀ
(2)
37.其中uo2为整流单元2输出电压。
38.由上式可知，d1从0变化到1，因此整流单元2输出电压范围也为1到2倍输入电压。
39.通过控制开关管q6的开关状态可实现整流单元1与整流单元2的串并联关系的改变。当开关管q6导通时，两个整流单元串联，输出电压等于两个整流单元输出电压之和；当开关管q6关断时，两个整流单元并联，输出电压等于整流单元输出电压。因此，通过调节开关器件q6的占空比可调节dc-dc变换器输出电压，表达式为：
40.uo＝(1+d2)u
o1
＝(1+d1)(1+d2)uiꢀꢀꢀꢀ
(3)
41.其中uo为dc-dc变换器输出电压，d2为开关器件q6的占空比。
42.由上式可知，d1从0变化到1，d3从0变化到1，因此dc-dc变换器输出电压范围为1到4倍输入电压，从而实现4倍调压的宽输出电压范围的效果。
43.变换器各开关管的驱动信号如图3所示，原边开关管q1、q4和q1、q4以50％占空比交替导通(忽略死区时间)，开关频率略低于谐振频率，使得原边的所有开关管可以实现零电压开通(zvs)，副边二极管d1、d2、d7、d8可实现零电流关断(zcs)；二次侧开关器件q5占空比与开关器件q6占空比相互独立，但是与开关器件q7占空比保持一致，根据公式3合理设置两个占空比d1、d2，即可设置变比，得到期望的输出电压uo。
44.实施例2
45.本实施例提出的宽输出电压范围的隔离式dc-dc变换器拓扑结构包括一次侧的逆变电路、二次侧的整流电路、五绕组高频变压器和lc串联谐振腔。可参照图1的电路结构进行构建。
46.在本实施例中，通过matlab/simulink对变换器进行仿真，仿真的具体参数如表1所示：
47.表1仿真具体参数
48.输入电压100v谐振电感lr10uh谐振电容cr6.27uf谐振频率20.1khz一次侧开关频率20khz二次侧开关频率20khz输出电容c1、c2、c3、c4300uf滤波电感l05mh负载电阻r20ω高频变压器变比1：1：1：1：1
49.设置二次侧开关器件q5、q6、q7的占空比均为0.5，得到仿真稳态波形如图3所示。由图3(a)(b)可知。全桥逆变电路交流输出电压uab为方波电压，谐振腔电流ir为与方波电压基波同相位的正弦电流。二次侧二极管各导通一半周期，dc-dc变换器输出电压平均值为225v，与公式3计算得到的值一致。调节二次侧开关器件q5、q6、q7的占空比在2ms内由0变化到1，得到仿真的动态波形如图4所示，输出电压由100v变化到400v，证明本发明变换器具有四倍调压功能。
50.最后应当说明的是:以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制；尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者对部分技术特征进行等同替换；而不脱离本发明技术方案的精神，其均应涵盖在本发明请求保护的技术方案范围当中。

技术特征：
1.宽输出电压的隔离式dc-dc变换器，其特征在于，包括一次侧逆变电路、二次侧整流电路、五绕组高频变压器和lc串联谐振腔；所述的一次侧逆变电路为全桥电路，全桥电路交流输出端口通过串联的lc谐振腔与高频变压器原边w0绕组相连；二次侧整流电路与高频变压器副边相连接。2.根据权利要求1所述宽输出电压的隔离式dc-dc变换器，其特征在于，所述的二次侧整流电路包括两个整流单元、两个二极管和一个开关器件，两个整流单元分别为整流单元一和整流单元二，所述的整流单元一与高频变压器副边w1绕组和w2绕组相连，整流单元二与高频变压器副边w3绕组和w4绕组相连；整流单元一与一个二极管串联组成一个桥臂，整流单元二与另一个二极管串联组成另一个桥臂；两个桥臂的整流单元和二极管位置相反，将两桥臂并联作为输出接后级负载；两个桥臂的中点通过开关器件相连。3.根据权利要求2所述宽输出电压的隔离式dc-dc变换器，其特征在于，所述的整流单元一与整流单元二结构完全相同，所述的整流单元一或者整流单元二均包括两个二极管、两个电容和一个开关管；一个电容与一个二极管串联组成一个桥臂，两个电容与两个二极管分别串联组成两个桥臂，两桥臂的电容和二极管位置相反，两个桥臂中点用开关管进行连接，两个桥臂并联后分别通过一个二极管与高频变压器副边w1绕组和w2绕组相连。4.采用如上任意权利要求所述宽输出电压的隔离式dc-dc变换器的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：所述的高频变压器一次侧的全桥逆变电路将直流电压逆变为方波交流电压，谐振腔将电流波形变为正弦波，并且使电流与电压之间存在相位差，从而实现开关器件的软开关；二次侧的两个整流单元分别通过二极管整流将交流电压电流变为直流量，且实现一个开关周期内对两个输出电容的充电。5.根据权利要求4所述的宽输出电压的隔离式dc-dc变换器的控制方法，其特征在于，通过控制任意一个整流单元的开关管的开关状态实现其两个输出电容串并联关系的改变，通过调节该整流单元的开关器件的占空比可调节输出电压，调压范围为1到2倍。6.根据权利要求5所述的宽输出电压的隔离式dc-dc变换器的控制方法，其特征在于，设置两个整流单元的开关器件占空比一致，通过控制两个桥臂中点的开关器件开关状态实现整流单元一与整流单元二的串并联关系的改变，通过调节两个桥臂中点的开关器件的占空比调节dc-dc变换器输出电压，实现变换器的输出电压从1到4倍变化。

技术总结
本发明属于变换器及控制技术领域，具体涉及一种宽输出电压的隔离式DC-DC变换器及控制方法，该变换器包括一次侧逆变电路、二次侧整流电路、五绕组高频变压器和LC串联谐振腔；所述的一次侧逆变电路为全桥电路，全桥电路交流输出端口通过串联的LC谐振腔与高频变压器原边w0绕组相连；二次侧整流电路与高频变压器副边相连接。该变换器及控制方法在保留隔离、高功率密度特性的前提下，实现了高电能转换效率和宽输出电压范围。和宽输出电压范围。和宽输出电压范围。


技术研发人员：李威 曲永政 张彦兵 邢文涛 张广辉 杜轶方 陈培培 刘军辉 陈文良 侯晓飞 许要朋 崔亚龙 王姗姗 董博达 王建忠
受保护的技术使用者：国网河南省电力公司叶县供电公司
技术研发日：2022.12.30
技术公布日：2023/9/22