一种基于联合附加阻尼控制的高频谐振抑制方法

1.本发明涉及电力系统控制技术领域，特别是一种基于联合附加阻尼控制的高频谐振抑制方法。


背景技术：

2.柔性直流输电技术是一种新型的输电技术，具有多项优势，例如可以独立控制有功和无功功率、提供电力支撑给弱电网和无源负载、具有较低的谐波水平以及避免了换相失败等问题，因此在高压直流输电和新能源并网等领域得到广泛应用。然而，mmc也面临着一些挑战，其中较为严重的是高频振荡问题。由于mmc与交流系统侧等值阻抗在某些特定频率上存在谐振点，可能引起交直流系统的谐振。此外，mmc的多时间尺度动态特性进一步增加了交直流系统谐振的风险。高频振荡对系统的稳定性和安全性产生不良影响，严重时可能导致系统失控。近年来，国内外多个柔性直流工程曾在调试或运行过程中出现了高频谐波谐振，例如2017年鲁西背靠背直流工程出现1270hz左右的高频谐波谐振。
3.现阶段，高频谐振抑制方法通常包括有源滤波法和无源阻尼法两类。当前的无源阻尼控制策略分为两种，一种是在桥臂电抗器上并联无源支路，另一种是在pcc节点并联无源装置。这些策略利用构建高频信号通道，并在通道上串联电阻以增加阻尼，以实现对mmc-hvdc高频谐振的抑制。但该方法不适用于已经投入运行的工程，并且成本较高。有源滤波法主要是在电流内环附加阻尼控制器，但现有的附加阻尼控制策略仅考虑通过电压或电流反馈调节参考电压的方式，抑制振荡的能力有限。


技术实现要素：

4.有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于联合附加阻尼控制的高频谐振抑制方法，提高对高频谐振的抑制效果。
5.为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种基于联合附加阻尼控制的高频谐振抑制方法，包括以下步骤：
6.步骤1：基于柔直并网系统mmc换流站的阻抗解析表达式，分析等效电抗、系统控制延时、低通滤波器截止频率、电流内环pi参数对mmc换流站阻抗的影响；
7.步骤2：利用阻抗分析法计算分析附加二阶阻尼控制器、附加带阻滤波器对mmc负阻尼特性的削弱效果，据此衡量各滤波器对系统高频谐振抑制的性能；
8.步骤3：考虑系统的控制延时，将输出电流和前馈电压控制器的输入信号，提出基于电压滤波法与等效电流采样滤波法的柔直并网系统高频谐振的联合附加阻尼控制器；
9.步骤4：基于步骤1及步骤2的mmc换流站的阻抗特性影响因素分析结论，确定联合附加阻尼控制器参数的选择；将得到的联合附加阻尼控制器加入柔直并网系统中从而实现系统高频振荡抑制。
10.在一较佳的实施例中，柔直并网mmc的阻抗模型需要包含mmc简化控制环节和延时环节，即：
[0011][0012]
其中：r
eq
为线路上等效电阻，l
eq
为换流变和mmc等效电感，其数值上等于mmc桥臂电抗器l
arm
的1/2与联接变压器漏感l
t
之和；g
td
为系统控制延时环节传递函数，gi为电流内环传递函数，为电压前馈传递函数,为内环电流参考值，u
pcc-dq
为并网点电压dq轴分量，i
dq
为输出电流dq轴分量。
[0013]
在一较佳的实施例中，步骤2利用阻抗分析法分析附加二阶阻尼控制器、附加带阻滤波器对mmc阻抗特性的影响，其具体为通过计算分析二阶阻尼控制器增益ks、高通滤波器带宽f
hpf
、低通滤波器带宽f
lpf
、带阻滤波器阻尼系数对mmc阻抗特性的影响，并分析mmc阻抗特性曲线与交流系统阻抗特性曲线交点的变化趋势，据此衡量各参数对系统稳定性的影响程度；
[0014]
在g1和g2处分别设置不同类型的阻尼控制器，对比分析对高频谐振抑制效果，选择出抑制效果更优的阻尼控制器；
[0015]
附加联合阻尼控制的mmc阻抗：
[0016][0017]
二阶阻尼控制器增益：
[0018][0019]
带阻滤波器增益：
[0020][0021]
其中，增益ks、f
hpf
、f
lpf
分别为高通、低通滤波器的带宽频率，ξ为带阻滤波器的阻尼系数，中心频率f0为带阻滤波器的上下截止频率之和的一半，即f0＝(f1+f2)/2；f1为上截止频率，f2为下截止频率；
[0022]
将前馈电压瞬时值和输出电流瞬时值通过高频振荡阻尼控制器g1和g2共同与参考电流叠加，再经过电流内环调节添加到参考电压中，实现联合附加阻尼控制。
[0023]
在一较佳的实施例中，步骤3所提出的联合附加阻尼控制器的表达式如下式所示；
[0024][0025]ks
、f
hpf
、f
lpf
分别为增益、高通、低通滤波器的带宽频率，控制器的输入量采用输出电流和前馈电压，通过联合阻尼控制器反馈到电压前馈环节，控制器的设计考虑系统的控制延时td，对系统出现的高频谐振现象具有更强的抑制效果。
[0026]
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
[0027]
控制器的输入量采用了输出电流和前馈电压，通过联合阻尼控制器反馈到电压前馈环节，控制器的设计考虑了系统的控制延时td，对系统出现的高频谐振现象具有更强的抑制效果。
附图说明
[0028]
图1为本发明优选实施例的柔直并网系统结构图；
[0029]
图2为本发明优选实施例的并网mmc简化控制框图；
[0030]
图3为本发明优选实施例的联合附加阻尼控制下并网mmc简化控制框图；
[0031]
图4为本发明优选实施例的交流系统等效模型；
[0032]
图5为本发明优选实施例的不同等效电感下mmc阻抗特性；
[0033]
图6为本发明优选实施例的不同系统控制延时下mmc阻抗特性；
[0034]
图7为本发明优选实施例的不同等效电感下mmc阻抗特性；
[0035]
图8为本发明优选实施例的不同电流内环pi参数下mmc阻抗特性；
[0036]
图9为本发明优选实施例的电压滤波法下并网mmc简化控制框图；
[0037]
图10为本发明优选实施例的不同二阶阻尼控制器增益下的mmc阻抗特性；
[0038]
图11为本发明优选实施例的不同滤波器带宽下的mmc阻抗特性；
[0039]
图12为本发明优选实施例的不同阻尼系数下的mmc阻抗特性；
[0040]
图13为本发明优选实施例的二阶阻尼控制器对mmc阻抗特性的影响；
[0041]
图14为本发明优选实施例的带阻滤波器对mmc阻抗特性的影响；
[0042]
图15为本发明优选实施例的未加入联合阻尼控制电压电流图；
[0043]
图16为本发明优选实施例的加入电压滤波控制电压电流图；
[0044]
图17为本发明优选实施例的加入联合阻尼控制电压电流图。
具体实施方式
[0045]
下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
[0046]
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本技术提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本技术所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
[0047]
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本技术的示例性实施方式；如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
[0048]
一种基于联合附加阻尼控制的高频谐振抑制方法，参考图1至17，包括以下步骤：
[0049]
步骤1：基于柔直并网系统mmc换流站的阻抗解析表达式，分析等效电抗、系统控制延时、低通滤波器截止频率、电流内环pi参数对mmc换流站阻抗的影响。
[0050]
步骤2：利用阻抗分析法计算分析附加二阶阻尼控制器、附加带阻滤波器对mmc负阻尼特性的削弱效果，据此衡量各滤波器对系统高频谐振抑制的性能。
[0051]
步骤3：考虑系统的控制延时，将输出电流和前馈电压控制器的输入信号，提出基于电压滤波法与等效电流采样滤波法的柔直并网系统高频谐振的联合附加阻尼控制器。
[0052]
步骤4：基于步骤1、2的mmc换流站的阻抗特性影响因素分析结论，确定联合附加阻尼控制器参数的选择。将得到的联合附加阻尼控制器加入柔直并网系统中从而实现系统高频振荡抑制。
[0053]
所述步骤1考虑交流电网等效电抗、系统控制延时、低通滤波器截止频率、电流内
环pi参数。
[0054]
通过推导的mmc换流站阻抗表达式，对换流站等效阻抗特性可能产生影响的因素初步汇总为内部参数，外部参数两类，如表1所示：
[0055]
表1阻抗影响因素汇总tab 1summary ofimpedance influencing factors
[0056][0057][0058]
步骤2利用阻抗分析法分析附加二阶阻尼控制器、附加带阻滤波器对mmc阻抗特性的影响，其具体为通过计算分析二阶阻尼控制器增益ks、高通滤波器带宽f
hpf
、低通滤波器带宽f
lpf
、带阻滤波器阻尼系数对mmc阻抗特性的影响，并分析mmc阻抗特性曲线与交流系统阻抗特性曲线交点的变化趋势，据此衡量各参数对系统稳定性的影响程度。
[0059]
步骤3所提出的联合附加阻尼控制器的表达式如式(1)所示。
[0060][0061]ks
、f
hpf
、f
lpf
分别为增益、高通、低通滤波器的带宽频率，控制器的输入量采用了输出电流和前馈电压，通过联合阻尼控制器反馈到电压前馈环节，控制器的设计考虑了系统的控制延时td，对系统出现的高频谐振现象具有更强的抑制效果。
[0062]
(1)该基于阻抗分析的高频谐振抑制方法的补充说明及重要技术要求如下：柔直并网mmc的阻抗模型需要包含mmc简化控制环节和延时环节，即：
[0063][0064]
其中：r
eq
为线路上等效电阻，l
eq
为换流变和mmc等效电感，其数值上等于mmc桥臂电抗器l
arm
的1/2与联接变压器漏感l
t
之和；g
td
为系统控制延时环节传递函数，gi为电流内环传递函数，为电压前馈传递函数,为内环电流参考值，u
pcc-dq
为并网点电压dq轴分量，i
dq
为输出电流dq轴分量。
[0065]
(2)判别不同附加阻尼控制器对mmc阻抗特性的影响需充分考虑二阶阻尼控制器增益ks、高通滤波器带宽f
hpf
、低通滤波器带宽f
lpf
、带阻滤波器阻尼系数。在g1和g2处分别设置不同类型的阻尼控制器，对比分析对高频谐振抑制效果，选择出抑制效果更优的阻尼控制器。
[0066]
附加联合阻尼控制的mmc阻抗：
[0067][0068]
二阶阻尼控制器增益：
[0069][0070]
带阻滤波器增益：
[0071][0072]
其中，增益ks、f
hpf
、f
lpf
分别为高通、低通滤波器的带宽频率，ξ为带阻滤波器的阻尼系数，中心频率f0为带阻滤波器的上下截止频率之和的一半，即f0＝(f1+f2)/2；f1为上截止频率，f2为下截止频率。
[0073]
(3)为提高mmc阻抗稳定裕度，将前馈电压瞬时值和输出电流瞬时值通过高频振荡阻尼控制器g1和g2共同与参考电流叠加，再经过电流内环调节添加到参考电压中，实现联合附加阻尼控制。
[0074]
参考图1至17，本实施例以图1所示柔直并网系统结构以及图2所示的mmc控制框图为例对本发明提出的基于联合附加阻尼控制的高频谐振抑制方法(图3)的有效性进行验证。
[0075]
1、建立柔直并网mmc的阻抗模型
[0076]
建立柔直并网mmc的阻抗模型需包含mmc简化控制环节和延时环节，即：
[0077][0078]
其中：r
eq
为线路上等效电阻，l
eq
为换流变和mmc等效电感，其数值上等于mmc桥臂电抗器l
arm
的1/2与联接变压器漏感l
t
之和；g
td
为系统控制延时环节传递函数，gi为电流内环传递函数，为电压前馈传递函数,为内环电流参考值，u
pcc-dq
为并网点电压dq轴分量，i
dq
为输出电流dq轴分量。
[0079]
2、mmc阻抗特性影响因素分析
[0080]
通过改变等效电抗、系统控制延时、低通滤波器截止频率、电流内环pi参数来分析对mmc阻抗特性的影响。系统参数如表2，表3所示。
[0081]
表2交流电网参数tab.1the parameters ofac power grid
[0082][0083]
表3柔直系统部分参数tab.2partial parameters offlexible and straight system
[0084][0085]
(1)等效电抗
[0086]
以id(p.u.)＝1,iq(p.u.)＝0运行状态为例，当等效电感分别为40mh,60mh,80mh时，mmc换流站阻抗和交流系统阻抗的幅值和相角特性如图5所示。根据式(1)可知，当等效电感l
eq
增加时，mmc阻抗z
mmc
的分子增加，分母保持不变，因而z
mmc
的幅值随等效电感的增加而增加。由图5可知，当等效电感不断增加时，mmc换流站阻抗幅值也随之增加，使得交流系
统阻抗曲线与mmc等效阻抗曲线交点不断左移，但对相位影响不大。如等效电感为40mh时，幅值交点处频率为830hz,而在等效电感为60mh时，幅值交点处频率左移至740hz，相角差缩小。当电感为80mh时，幅值交点进一步左移至650hz，减小相角差，削弱系统的负阻尼特性。
[0087]
(2)系统控制延时
[0088]
以id(p.u.)＝1,iq(p.u.)＝0运行状态为例，图6展示了当系统控制延迟分别为350μs、500μs和650μs时，mmc换流站阻抗和交流系统阻抗的幅值和相角特性。根据式(1)可知，当系统控制延时td增加时，mmc阻抗z
mmc
的分子减小，分母增大，因而z
mmc
的幅值随系统控制延时td增加而减小。由图6可知，随着系统控制延时的增加，交流系统阻抗曲线与mmc等效阻抗曲线交点逐渐左移，如系统控制延时为350μs时，幅值交点处频率为830hz,而当系统控制延时为500μs时，幅值交点处频率左移至820hz，幅值交点处相角差为188.1736
°
,大于180
°
，而且此时相角差增大。当系统控制延时为650μs时，幅值交点进一步左移，交点频率为800hz，此时幅值交点处相角差为200.6989
°
，相角差进一步增大。
[0089]
(3)低通滤波器截止频率
[0090]
以id(p.u.)＝1,iq(p.u.)＝0运行状态为例，当截至频率分别为500hz,800hz,1100hz时，mmc换流站阻抗和交流系统阻抗的幅值和相角特性如图7所示。
[0091]
由图7可知，随着低通滤波器截至频率f的增加，交流系统阻抗曲线与mmc等效阻抗曲线交点逐渐右移，如低通滤波器截至频率f为500hz时，幅值交点处频率为820hz,而当低通滤波器截至频率f为800hz时，幅值交点处频率右移至850hz，当系统控制延时为1100hz时，幅值交点进一步右移，交点频率为880hz。
[0092]
(4)电流内环pi参数
[0093]
以id(p.u.)＝1,iq(p.u.)＝0运行状态为例，当比例参数分别为0.5,1,1.5时，mmc换流站阻抗和交流系统阻抗的幅值和相角特性如图8(a)所示。图8(b)显示了当积分参数分别为5、10、15时，mmc换流站阻抗和交流系统阻抗的幅值和相角特性。由图8可知，电流内环pi参数对mmc换流站阻抗幅频，相频特性影响不大。
[0094]
3、分析虚拟无源滤波法对mmc阻抗特性的影响
[0095]
已有的额外附加阻尼控制(电压滤波法)主要是通过将前馈电压瞬时值通过高频振荡阻尼控制器g1，与参考电流叠加，经过电流内环调节后添加到参考电压中，mmc控制框图如图9所示。其表达式为：
[0096][0097]
(1)二阶阻尼控制器增益ks[0098]
调节二阶阻尼控制器的增益ks，当增益ks分别为-0.8,-0.5,-0.2,0.2,0.5,0.8时，mmc换流站阻抗和交流系统阻抗的幅值和相角特性如图10(a),(b)所示，由图10(a)可知，由于额外滤波器的作用，当ks＝-0.2时，幅值交点处频率为820hz，此时相位差为171.6963
°
，当ks＝-0.5时，相位差为169.8732
°
，当ks＝-0.8时，相位差为168.25
°
,当ks＝0.8时，相位差为179.5452
°
，当ks＝0.5时，相位差为176.8408
°
，当ks＝0.2时，相位差为174.4537
°
，相较于未加额外滤波器时的相位差有所降低，所以附加额外的滤波器有助于消除mmc负阻尼特性，提高系统稳定性。
[0099]
(2)二阶阻尼控制器滤波器带宽
[0100]
调整高通和低通滤波器的带宽频率后，mmc阻抗和交流系统阻抗的幅值特性和相位特性如图11(a)所示，其中高通滤波器的带宽频率分别为100hz、200hz、300hz。当低通滤波器带宽频率分别为800hz，1000hz，1100hz，mmc阻抗和交流系统阻抗的幅值特性和相位特性如图11(b)所示，由图11(a)可知高通滤波器带宽频率轻微的变化对相位影响不大，幅值交点处频率为820hz，相位差为169.7867
°
，由图11(b)可知低通滤波器带宽频率轻微的变化对相位影响不大，幅值交点处频率为870hz，相位差为170.0786
°
。
[0101]
(3)带阻滤波器阻尼系数
[0102]
调节带阻滤波器阻尼系数，当阻尼系数分别为0.5，1.5，3.0时，mmc阻抗和交流系统阻抗的幅值特性和相位特性如图12所示，由图12可知，由于额外滤波器的作用，幅值交点处频率为790hz，但此时相位差最大为189.9985
°
，最小为178.3057
°
，相较于未加额外滤波器时的相位差有所降低，所以附加额外的滤波器有助于消除mmc负阻尼特性，提高系统稳定性。
[0103]
四、基于电压滤波法提出联合附加阻尼控制策略，并设计联合附加阻尼控制器
[0104]
在此基础上提出一种联合附加阻尼控制方法，将前馈电压瞬时值和输出电流瞬时值通过高频振荡阻尼控制器g1和g2共同与参考电流叠加，再经过电流内环调节添加到参考电压中。该方法的控制原理图如图3所示。对比两种滤波器，二阶阻尼控制器在幅值交点处的相角差更小，更有利于消除mmc负阻尼特性，提高系统稳定性，抑制高频振荡的效果也就更好。因而在电压反馈回路上采用二阶阻尼控制器，在电流反馈回路上采用两种滤波器对比分析采用联合阻尼控制抑制高频振荡的效果。其表达式为：
[0105][0106]
(1)二阶阻尼控制器
[0107]
当采用二阶阻尼控制器时，mmc换流站阻抗和交流系统阻抗的幅值和相角特性如图9所示，此时ks＝-0.55,f
lpf
＝1050hz,f
hpf
＝80hz。由图13可知，幅值交点处频率为820hz，若采用联合附加阻尼法，将输出电流和前馈电压共同引入修改参考电流，此时幅值交点处的相位差为167.4411
°
,相位差小于180
°
,所以能消除mmc阻抗的负阻尼频段，有效地抑制高频振荡。
[0108]
(2)带阻滤波器
[0109]
当采用带阻滤波器时，当中心频率f0为2000hz时，mmc阻抗和交流系统阻抗的幅值特性和相位特性如图14所示。由图14可知，幅值交点处频率为810hz，采用联合附加阻尼法，将输出电流和前馈电压共同引入修改参考电流，此时幅值交点处的相位差为167.5309
°
,相位差小于180
°
,所以能消除mmc阻抗的负阻尼频段，有效地抑制高频谐振。
[0110]
五、仿真验证
[0111]
仿真验证当t＝2s时，将系统延时切换为350μs，由于系统延时的作用，系统发生谐振，在2.2s分别投入现有的基于电压滤波法设计的附加阻尼控制器和基于联合附加阻尼控制设计的附加阻尼控制器，由图15，16可知，投入方案1(电压滤波)阻尼控制器后，pcc点三相电压、电流以及d轴电流分量相较于未投入阻尼控制器有所降低，振荡有所削弱，但无法恢复到改变系统延时之前的水平，系统仍会发生高频振荡，说明方案1无法完全消除负阻尼频段，只能削弱mmc的负阻尼频段。由图15,17可知，在投入附加阻尼控制器之前，将系统延
时切换成350μs后，系统发生谐振，在投入方案2(联合附加阻尼控制)设计的附加阻尼控制器后，pcc点三相电压、电流以及dq轴电流分量逐步恢复到改变系统延时之前的水平，系统逐渐恢复稳定，谐振消失，说明了方案2附加阻尼控制器的有效性。

技术特征：
1.一种基于联合附加阻尼控制的高频谐振抑制方法，其特征在于包括以下步骤：步骤1：基于柔直并网系统mmc换流站的阻抗解析表达式，分析等效电抗、系统控制延时、低通滤波器截止频率、电流内环pi参数对mmc换流站阻抗的影响；步骤2：利用阻抗分析法计算分析附加二阶阻尼控制器、附加带阻滤波器对mmc负阻尼特性的削弱效果，据此衡量各滤波器对系统高频谐振抑制的性能；步骤3：考虑系统的控制延时，将输出电流和前馈电压控制器的输入信号，提出基于电压滤波法与等效电流采样滤波法的柔直并网系统高频谐振的联合附加阻尼控制器；步骤4：基于步骤1及步骤2的mmc换流站的阻抗特性影响因素分析结论，确定联合附加阻尼控制器参数的选择；将得到的联合附加阻尼控制器加入柔直并网系统中从而实现系统高频振荡抑制。2.根据权利要求1所述的一种基于联合附加阻尼控制的高频谐振抑制方法，其特征在于，柔直并网mmc的阻抗模型需要包含mmc简化控制环节和延时环节，即：其中：r
eq
为线路上等效电阻，l
eq
为换流变和mmc等效电感，其数值上等于mmc桥臂电抗器l
arm
的1/2与联接变压器漏感l
t
之和；g
td
为系统控制延时环节传递函数，g
i
为电流内环传递函数，为电压前馈传递函数,为内环电流参考值，u
pcc-dq
为并网点电压dq轴分量，i
dq
为输出电流dq轴分量。3.根据权利要求1所述的一种基于联合附加阻尼控制的高频谐振抑制方法，其特征在于，步骤2利用阻抗分析法分析附加二阶阻尼控制器、附加带阻滤波器对mmc阻抗特性的影响，其具体为通过计算分析二阶阻尼控制器增益k
s
、高通滤波器带宽f
hpf
、低通滤波器带宽f
lpf
、带阻滤波器阻尼系数对mmc阻抗特性的影响，并分析mmc阻抗特性曲线与交流系统阻抗特性曲线交点的变化趋势，据此衡量各参数对系统稳定性的影响程度；在g1和g2处分别设置不同类型的阻尼控制器，对比分析对高频谐振抑制效果，选择出抑制效果更优的阻尼控制器；附加联合阻尼控制的mmc阻抗：二阶阻尼控制器增益：带阻滤波器增益：其中，增益k
s
、f
hpf
、f
lpf
分别为高通、低通滤波器的带宽频率，ξ为带阻滤波器的阻尼系数，中心频率f0为带阻滤波器的上下截止频率之和的一半，即f0＝(f1+f2)/2；f1为上截止频率，f2为下截止频率；
将前馈电压瞬时值和输出电流瞬时值通过高频振荡阻尼控制器g1和g2共同与参考电流叠加，再经过电流内环调节添加到参考电压中，实现联合附加阻尼控制。4.根据权利要求1所述的一种基于联合附加阻尼控制的高频谐振抑制方法，其特征在于，步骤3所提出的联合附加阻尼控制器的表达式如下式所示；k
s
、f
hpf
、f
lpf
分别为增益、高通、低通滤波器的带宽频率，控制器的输入量采用输出电流和前馈电压，通过联合阻尼控制器反馈到电压前馈环节，控制器的设计考虑系统的控制延时t
d
，对系统出现的高频谐振现象具有更强的抑制效果。

技术总结
本发明公开了一种基于联合附加阻尼控制的高频谐振抑制方法，所提抑制方法首先基于谐波线性化方法建立了考虑系统延时的柔直并网系统等效阻抗简化模型。其次，分析了等效电抗、系统控制延时、低通滤波器截止频率、电流内环PI参数对MMC等效阻抗的影响，基于影响因素分析，针对柔直并网系统的高频谐振现象，考虑系统控制延时，设计了一种采用电压滤波法与等效电流采样滤波法相结合的联合附加阻尼控制器。最后，将联合附加阻尼控制器加入柔直并网系统中，实现对系统高频振荡的抑制。实现对系统高频振荡的抑制。实现对系统高频振荡的抑制。


技术研发人员：晁武杰 邓超平 黄均纬 戴立宇 王金柯 王渝红 谭子鹏 程杨帆
受保护的技术使用者：国网福建省电力有限公司 四川大学
技术研发日：2023.05.23
技术公布日：2023/9/20