V2G直流充放电器及控制方法

v2g直流充放电器及控制方法
技术领域
1.本发明涉及电动汽车充电技术领域，尤其涉及一种v2g直流充放电器及控制方法。


背景技术：

2.随着电动汽车的普及，电动汽车入网(vehicle to grid，v2g)技术变得越来越重要。v2g技术以智能电网技术为支撑，使电动汽车与电网之间通过双向通信，将处于停驶状态的电动汽车作为可移动的分布式储能单元，进而允许电动汽车将其储存的电能反馈到电网中，实现能量在电动汽车与电网之间的双向流动(充、放电)，从而可以在电网高峰期供应额外的电力，从而有助于平衡电力需求和供应。
3.然而，在实现v2g技术时，由于不同电动汽车的电池对直流充放电器的输出电流和输出电压具有不同要求，而不同要求的输出电流和输出电压会导致电压波动、电压骤降或闪变、电流谐波等问题，不仅影响充电效率和可靠性，也会对降低电网电能质量，影响电力系统的稳定性甚至损坏其他设备。
4.目前通常采用电力电子变换器控制v2g功率流，或者运用参考电压生成策略来解决电压波动和谐波等问题，但是这些方法在电动汽车集成度和控制复杂程度方面存在局限性。因此，需要更加有效地改善电能质量，并减少系统控制复杂性的方法。


技术实现要素：

5.本发明实施例提供了一种v2g直流充放电器及控制方法，以解决目前用于实现v2g技术的直流充放电器，改善电能质量和减少系统控制复杂度不能兼顾的问题。
6.第一方面，本发明实施例提供了一种v2g直流充放电器，包括：lcl滤波器、三相电压型ac/dc变换器、栅极电流谐波补偿结构和双向隔离dc/dc变换器；
7.所述lcl滤波器的输入端连接三相电网侧，所述lcl滤波器的输出端连接所述三相电压型ac/dc变换器的输入端，所述三相电压型ac/dc变换器的输出端连接所述双向隔离dc/dc变换器的输入端，所述双向隔离dc/dc变换器的输出端连接电动汽车电池侧；
8.其中，所述栅极电流谐波补偿结构的数量与所述三相电压型ac/dc变换器中开关管的数量相同，一个栅极电流谐波补偿结构并联在所述三相电压型ac/dc变换器中的一个开关管的栅极引脚上。
9.在一种可能的实现方式中，所述栅极电流谐波补偿结构包括霍尔电流传感器、比例-积分-微分控制器、比例放大器、移相网络和正弦振荡器；
10.所述霍尔电流传感器的输入端连接所述三相电压型ac/dc变换器中的某一个开关管的栅极引脚，所述霍尔电流传感器的信号输出端连接所述比例-积分-微分控制器的输入端，所述比例-积分-微分控制器的输出端连接所述比例放大器的输入端，所述比例放大器的输出端连接所述移相网络的第一输入端，所述正弦振荡器连接所述移相网络的第二输入端，所述移相网络的输出端连接所述三相电压型ac/dc变换器中该开关管的栅极引脚。
11.在一种可能的实现方式中，所述的v2g直流充放电器，还包括：第一电容、第二电容
和第一电感构成的谐振模块；
12.所述第一电容连接在所述双向隔离dc/dc变换器的高频变压器的原边侧，所述第二电容和所述第一电感连接在所述双向隔离dc/dc变换器的高频变压器的副边侧。
13.在一种可能的实现方式中，所述三相电压型ac/dc变换器采用三相全桥ac/dc拓扑。
14.在一种可能的实现方式中，所述双向隔离dc/dc变换器采用双有源全桥拓扑。
15.在一种可能的实现方式中，所述lcl滤波器中滤波电感的电感值满足：
[0016][0017]
其中，u
dc
为所述三相电压型ac/dc变换器变换后的直流母线电压，u
ac
为坐标转换后的电网侧电压，δi
ac
为纹波电流，fs为开关频率，l为所述lcl滤波器中滤波电感的电感值，i
ac
为电网侧交流电流有效值，ω为开关角频率。
[0018]
第二方面，本发明实施例提供了一种v2g直流充放电器控制方法，应用于如上第一方面或第一方面的任一种可能的实现方式所述的v2g直流充放电器，所述控制方法包括：
[0019]
在所述v2g直流充放电器与目标电动汽车连接且目标电动汽车的充电模式为v2g充放电模式时，判断当前时刻是否属于电网高峰时段；
[0020]
若当前时刻属于所述电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电；
[0021]
若当前时刻不属于所述电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电。
[0022]
在一种可能的实现方式中，若当前时刻属于所述电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电，包括：
[0023]
若当前时刻属于所述电网高峰时段，且目标电动汽车的当前荷电状态大于或等于第一荷电状态阈值，则按照第一预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电；
[0024]
若当前时刻属于所述电网高峰时段，当前荷电状态小于所述第一荷电状态阈值，且当前荷电状态大于或等于第二荷电状态阈值，则按照第二预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电，所述第二预设放电功率小于所述第一预设放电功率；
[0025]
若当前时刻属于所述电网高峰时段，且当前荷电状态小于所述第二荷电状态阈值，则控制v2g直流充放电器暂停充放电。
[0026]
在一种可能的实现方式中，若当前时刻不属于所述电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，包括：
[0027]
若当前时刻不属于所述电网高峰时段，且目标电动汽车的当前荷电状态大于或等于第一荷电状态阈值，则按照第一预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电；
[0028]
若当前时刻不属于所述电网高峰时段，当前荷电状态小于所述第一荷电状态阈值，且当前荷电状态大于或等于第二荷电状态阈值，则按照第二预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电；
[0029]
若当前时刻不属于所述电网高峰时段，且当前荷电状态小于所述第二荷电状态阈值，则按照第三预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，所述第一预设充电功率、所述第二预设充电功率和所述第三预设充电功率依次递增。
[0030]
在一种可能的实现方式中，所述栅极电流谐波补偿结构包括霍尔电流传感器、比例-积分-微分控制器、比例放大器、移相网络和正弦振荡器；
[0031]
所述根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，包括：
[0032]
根据所述预设充电功率，确定所述三相电压型ac/dc变换器对应的标准直流母线电压；
[0033]
基于所述标准直流母线电压和所述三相电压型ac/dc变换器变换后的直流母线电压，采用电流内环电压外环控制，确定所述三相电压型ac/dc变换器中各个开关管的基本驱动波；
[0034]
通过所述霍尔电流传感器，获取所述三相电压型ac/dc变换器中对应开关管的谐波电流分量，并计算所述谐波电流分量与栅极期望电流的误差信号；
[0035]
基于所述比例-积分-微分控制器，对所述误差信号进行比例-积分-微分调节，获得输出信号；
[0036]
基于所述比例放大器对所述输出信号进行放大，并基于所述移相网络和所述正弦振荡器，将放大后的输出信号的相位和频率按照所述正弦振荡器产生的正弦参考信号进行修正，获得栅极电流谐波补偿驱动波；
[0037]
基于所述栅极电流谐波补偿驱动波对所述基本驱动波进行补偿，并基于补偿后的驱动波驱动所述三相电压型ac/dc变换器中的对应开关管，以控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电。
[0038]
本发明实施例提供一种v2g直流充放电器及控制方法，该直流充放电器包括lcl滤波器、三相电压型ac/dc变换器、栅极电流谐波补偿结构和双向隔离dc/dc变换器，lcl滤波器的输入端连接三相电网侧，lcl滤波器的输出端连接三相电压型ac/dc变换器的输入端，三相电压型ac/dc变换器的输出端连接双向隔离dc/dc变换器的输入端，双向隔离dc/dc变换器的输出端连接电动汽车电池侧，进而构成双级式结构，从而可以通过对三相电压型ac/dc变换器和双向隔离dc/dc变换器的两级控制，分别对电网侧和电动汽车侧进行独立控制，耦合程度小且简单易实现。并且通过一个栅极电流谐波补偿结构并联在三相电压型ac/dc变换器中的一个开关管的栅极引脚上，可以降低三相电压型ac/dc变换器中开关元件的电流谐波，进而改善电动汽车充电过程中的电能质量，提高充放电效率和电网的稳定性，同时降低设备损坏风险，进一步推动v2g技术在实际应用中的推广。
附图说明
[0039]
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0040]
图1是本发明实施例提供的v2g直流充放电器的结构示意图；
modulation，pwm)的一种，所谓spwm，就是在pwm的基础上改变了调制脉冲方式，脉冲宽度时间占空比按正弦规律排列，这样输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出。spwm控制作用于三相电压型ac/dc变换器，即采用正弦调制波，将输出电压与三角载波进行比较，调节载波波形的幅度和频率来实现对输出端电压的精准控制。
[0056]
具体的，可以采用电压电流双闭环控制，内环为电流控制，外环为电压控制。电流内环控制下可以通过控制交流电流实现功率控制，从而使v2g直流充放电器按照预设充电功率为电动汽车充电，改变交流侧电流大小和相位，从而转换得到对应的三相调制波。对于外环电压控制，整流状态下需要稳定直流侧输出电压，即令三相电压型ac/dc变换器变换后的直流母线电压稳定为标准直流母线电压，因此要加入外环电压控制。进而在电流内环电压外环控制下，将三相电压型ac/dc变换器的电压电流坐标反转换后转换为三相正弦调制波，通过spwm调制得到三相电压型ac/dc变换器中各igbt开关管的双极性pwm驱动信号，来调节三相电压型ac/dc变换器输出的电压电流。
[0057]
若是需要控制v2g直流充放电器对电动汽车放电，也即电动汽车将多余电量反馈给电网，以减少电网的峰值需求，则三相电压型ac/dc变换器工作在反向变换状态，也即逆变状态。此时可以采用pq功率控制，通过计算有功功率和无功功率，结合电流控制进行输出侧电流大小和相位的控制。
[0058]
可选的，如图2所示，栅极电流谐波补偿结构可以包括霍尔电流传感器、比例-积分-微分控制器、比例放大器、移相网络和正弦振荡器。
[0059]
霍尔电流传感器的输入端连接三相电压型ac/dc变换器中的某一个开关管的栅极引脚，霍尔电流传感器的信号输出端连接比例-积分-微分控制器的输入端，比例-积分-微分控制器的输出端连接比例放大器的输入端，比例放大器的输出端连接移相网络的第一输入端，正弦振荡器连接移相网络的第二输入端，移相网络的输出端连接三相电压型ac/dc变换器中该开关管的栅极引脚。
[0060]
本实施例中，通过栅极电流谐波补偿结构可以实现三相电压型ac/dc变换器中开关管的栅极电流谐波补偿控制，降低三相电压型ac/dc变换器中开关元件的电流谐波，使三相电压型ac/dc变换器输出的电流尽可能接近纯正弦波形并减小谐波成分，进而解决电能质量的谐波、基础相位误差以及波形畸变等问题。
[0061]
具体的，通过霍尔电流传感器连接igbt开关管的栅极引脚获取谐波电流分量，并计算谐波电流分量与预存的栅极期望电流的误差信号。误差信号输入pid控制器，采用比例项、积分项和微分项进行处理和调节，产生的输出信号通过比例放大器调节放大倍数，并使用适当的移相网络将放大后的输出信号的相位和频率按照正弦振荡器产生的正弦参考信号进行修正，修正后的信号转换为栅极驱动脉冲信号作用到igbt开关管的栅极引脚，作为栅极电流谐波补偿驱动波。
[0062]
其中，可以通过等效电路法或采样综合法等获取三相电压型ac/dc变换器的栅极期望电流序列，并将该栅极期望电流序列预存到霍尔电流传感器中，以在霍尔电流传感器获取谐波电流分量后，计算谐波电流分量与栅极期望电流序列中对应的栅极期望电流的误差信号。
[0063]
其中，pid控制器包括比例、积分和微分三个部分。比例环节根据实际的误差信号，产生一个比例输出信号，用于补偿栅极电流的静态误差。积分环节综合比例输出以前的误
差历史信息，产生一个累积误差输出信号，以补偿栅极电流随时间推移产生的动态误差。微分环节根据实际的误差信号的瞬时改变率，产生一个微分输出信号，用于预测并避免误差的未来变化趋势，并使栅极电流响应更加灵敏。
[0064]
其中，如图1所示，双向隔离dc/dc变换器可以采用双有源全桥拓扑。该拓扑中两侧为电压源全桥和直流电压源，中间采用高频变压器隔离，两侧的电压源全桥由8个全控性igbt(v
t7-v
t14
)和8个二极管(d
7-d
14
)构成。为了提升双向隔离dc/dc变换器控制的灵活性，同时又能优化双向隔离dc/dc变换器控制的性能，可以基于拓展移相控制(extended phase shift，eps)对双向隔离dc/dc变换器进行直接控制。
[0065]
其中，eps控制在双向隔离dc/dc变换器的高压侧全桥驱动波形中添加一个移相角度，使驱动电压波形变为三电平，低压侧全桥保持两电平的驱动电压。eps控制包含两种不同频率的pwm信号(主pwm和副pwm)，主pwm信号控制主开关管的导通时间和占空比，从而控制输出电压和电流；副pwm信号在主开关管关闭后一段时间之内进行控制，从而改变其导通相位。
[0066]
通过两个pwm信号的相位差将其反馈信号通过eps控制所在控制器对双向隔离dc/dc变换器中igbt开关管进行控制，实现输出电压和电流的调节。经过拓展移相控制的双向隔离dc/dc变换器在一个周期内存在6个工作模态，通过控制igbt不同开关管的断开和闭合时间，来调节高频变压器侧的电感电流，从而调节双向隔离dc/dc变换器两端的等效电压。
[0067]
可选的，如图1所示，本发明实施例提供的v2g直流充放电器，还可以包括：第一电容cv、第二电容cf和第一电感lf构成的谐振模块。
[0068]
第一电容cv连接在双向隔离dc/dc变换器的高频变压器的原边侧，第二电容cf和第一电感连接lf在双向隔离dc/dc变换器的高频变压器的副边侧。
[0069]
本实施例中，采用clc结构的谐振模块，可以使双向隔离dc/dc变换器前侧全桥部分的开关在零电压导通的情况下运行，其他开关器件在零电压导通和零电流关断，提高双向隔离dc/dc变换器的运行效率，还具有强大的电压调整能力和短路自保护功能。
[0070]
本实施例中，通过lcl滤波器的输入端连接三相电网侧，lcl滤波器的输出端连接三相电压型ac/dc变换器的输入端，三相电压型ac/dc变换器的输出端连接双向隔离dc/dc变换器的输入端，双向隔离dc/dc变换器的输出端连接电动汽车动力电池侧，可以构成双级式结构，从而可以通过对三相电压型ac/dc变换器和双向隔离dc/dc变换器的两级控制，分别对电网侧和电动汽车侧进行独立控制，耦合程度小且简单易实现。通过一个栅极电流谐波补偿结构并联在三相电压型ac/dc变换器中的一个开关管的栅极引脚上，可以降低三相电压型ac/dc变换器中开关元件的电流谐波，进而改善电动汽车充电过程中的电能质量，提高充放电效率和电网的稳定性，同时降低设备损坏风险，进一步推动v2g技术在实际应用中的推广。
[0071]
作为本发明的另一实施例，为了缓解同一时刻多辆电动汽车充电对电网带来的波动性，本发明还包括一种v2g直流充放电器控制方法，应用于上述实施例中的v2g直流充放电器，如图3所示，该控制方法包括：
[0072]
在步骤301中，在v2g直流充放电器与目标电动汽车连接且目标电动汽车的充电模式为v2g充放电模式时，判断当前时刻是否属于电网高峰时段。
[0073]
在步骤302中，若当前时刻属于电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状
态所处的荷电状态阶段对应的预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电。
[0074]
在步骤303中，若当前时刻不属于电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电。
[0075]
本实施例中，考虑v2g技术中，同一时刻可能有多辆电动汽车充电，而不同电动汽车的电池对直流充放电器的输出电流和输出电压有不同要求，相应的直流充放电器的工作功率也不同，而不同要求的输出电流和输出电压会导致电压波动、电压骤降或闪变，进而对电网带来波动性，影响电能质量。
[0076]
因此，在电动汽车接入v2g直流充放电器之后，先判断该电动汽车是否选择v2g充放电模式，也即允许电动汽车将其储存的电能反馈到电网中的模式。若该电动汽车选择v2g充放电模式，则先判断当前时刻是否属于电网高峰时段。在电网高峰时段时，根据该电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设放电功率控制v2g直流充放电器对该电动汽车放电。在非电网高峰时段时，根据该电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对该电动汽车充电。从而可以根据各个电动汽车的当前荷电状态进行分阶段控制，并在各个阶段内，按照对应的预设放电功率或预设充电功率进而控制，进而有效缓解电压波动、电压骤降或闪变等对电网带来的波动性，从而提高电能质量。
[0077]
可选的，如图4所示，在电动汽车未选择v2g充放电模式时，用户也可以根据实际情况自行进行充电功率模式的调整，从而保证在满足用户的前提下降低对电网的影响。
[0078]
可选的，结合图4所示，若当前时刻属于电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电，可以包括：
[0079]
若当前时刻属于电网高峰时段，且目标电动汽车的当前荷电状态大于或等于第一荷电状态阈值，则按照第一预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电。
[0080]
若当前时刻属于电网高峰时段，当前荷电状态小于第一荷电状态阈值，且当前荷电状态大于或等于第二荷电状态阈值，则按照第二预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电，其中，第二预设放电功率小于第一预设放电功率。
[0081]
若当前时刻属于电网高峰时段，且当前荷电状态小于第二荷电状态阈值，则控制v2g直流充放电器暂停充放电。
[0082]
可选的，结合图4所示，若当前时刻不属于电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，可以包括：
[0083]
若当前时刻不属于电网高峰时段，且目标电动汽车的当前荷电状态大于或等于第一荷电状态阈值，则按照第一预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电。
[0084]
若当前时刻不属于电网高峰时段，当前荷电状态小于第一荷电状态阈值，且当前荷电状态大于或等于第二荷电状态阈值，则按照第二预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电。
[0085]
若当前时刻不属于电网高峰时段，且当前荷电状态小于第二荷电状态阈值，则按照第三预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，其中，第一预设充电功
率、第二预设充电功率和第三预设充电功率依次递增。
[0086]
如图4所示，本实施例中，可以基于电池衰减特性和电池健康状态标定第一荷电状态阈值和第二荷电状态阈值。例如，第一荷电状态阈值为80％，第二荷电状态阈值为30％。从而将soc≤30％作为阶段1，将30％＜soc≤80％作为阶段2，将80％＜soc≤100％作为阶段3。
[0087]
对于电网高峰时段，若电动汽车的当前荷电状态值(也即soc值)处于阶段1，则可以令电动汽车不参与放电，也即控制相应的v2g直流充放电器暂停充放电。除此之外，可以根据电池荷电状态均值和v2g直流充放电器的放电额定功率确定相应的第一预设放电功率、第二预设放电功率。例如若电动汽车的当前荷电状态值处于阶段2，其对应的电池荷电状态均值为(30％+80％)/2＝0.55，则可以确定第二预设放电功率为0.55p放(kw)，则按照0.55p放(kw)控制v2g直流充放电器对当前荷电状态值处于阶段2的电动汽车放电。类似的，若电动汽车的当前荷电状态值处于阶段3，其对应的电池荷电状态均值为(80％+100％)/2＝0.9，则可以确定第一预设放电功率为0.9p放(kw)，则按照0.9p放(kw)控制v2g直流充放电器对当前荷电状态值处于阶段3的电动汽车放电。从而在电网高峰时段，令允许将储存的电能反馈到电网中的电动汽车，按照当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的固定的预设放电功率控制v2g直流充放电器对电动汽车放电，既可以有效缓解电压波动、电压骤降或闪变等对电网带来的波动性，提高电能质量，又能避免对荷电状态较低的电动汽车过放，从而保证电网电能质量和电动汽车使用者的共同需求。
[0088]
对于非电网高峰时段，采用电动汽车充电模式。按照电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段分为超快充、快充和慢充，对应的预设充电功率依次为第三预设充电功率、第二预设充电功率和第一预设充电功率。其中，超快充对应的第三预设充电功率可以为v2g直流充放电器的充电额定功率p充(kw)，快充对应的第二预设充电功率可以为对电池损耗最低的功率，例如0.8p充(kw)，慢充对应的第一预设充电功率可以为充电效率的最低阈值，例如0.5p充(kw)。若电动汽车的当前荷电状态值(也即soc值)处于阶段1，则按照p充(kw)控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，若电动汽车的当前荷电状态值(也即soc值)处于阶段2，则按照0.8p充(kw)控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，若电动汽车的当前荷电状态值(也即soc值)处于阶段3，则按照0.5p充(kw)控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，从而按照当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的固定的预设充电功率控制v2g直流充放电器对电动汽车充电，以保证电网电能质量和电动汽车使用者的共同需求。
[0089]
可选的，结合图2所示，在栅极电流谐波补偿结构包括霍尔电流传感器、比例-积分-微分控制器、比例放大器、移相网络和正弦振荡器时，根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，可以包括：
[0090]
根据预设充电功率，确定三相电压型ac/dc变换器对应的标准直流母线电压；基于标准直流母线电压和三相电压型ac/dc变换器变换后的直流母线电压，采用电流内环电压外环控制，确定三相电压型ac/dc变换器中各个开关管的基本驱动波。
[0091]
在此基础上，通过霍尔电流传感器，获取三相电压型ac/dc变换器中对应开关管的谐波电流分量，并计算谐波电流分量与栅极期望电流的误差信号；基于比例-积分-微分控
制器，对误差信号进行比例-积分-微分调节，获得输出信号；基于比例放大器对输出信号进行放大，并基于移相网络和正弦振荡器，将放大后的输出信号的相位和频率按照正弦振荡器产生的正弦参考信号进行修正，获得栅极电流谐波补偿驱动波。
[0092]
然后基于栅极电流谐波补偿驱动波对基本驱动波进行补偿，并基于补偿后的驱动波驱动三相电压型ac/dc变换器中的对应开关管，以控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电。
[0093]
本实施例中，在控制v2g直流充放电器对电动汽车充电时，采用电流内环电压外环控制确定三相电压型ac/dc变换器中各个开关管的基本驱动波，并结合栅极电流谐波补偿结构确定相应的栅极电流谐波补偿驱动波，进而基于补偿后的驱动波驱动三相电压型ac/dc变换器中的对应开关管，进而可以降低v2g直流充放电器对目标电动汽车充电时三相电压型ac/dc变换器中开关元件的电流谐波，使三相电压型ac/dc变换器输出的电流尽可能接近纯正弦波形并减小谐波成分，进而解决电能质量的谐波、基础相位误差以及波形畸变等问题。
[0094]
可选的，根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电时，双向隔离dc/dc变换器的整体控制流程为：双向隔离dc/dc变换器的控制器采用dsp控制器，通过采样电路对输出侧电流、电压等变量进行采集并进行ad转换；基于电池电量等信息，使用pid控制算法来计算期望输出电压或输出电流；将期望值与实际测量值进行比较，将得出的误差信号输入到dsp控制器转换为主pwm信号。拓展移相控制(esp)通过调节主pwm信号的占空比，并改变副pwm信号的相位，来控制dc/dc变换器的开关器件，并不断地根据实时反馈进行微调，以达到充电功率的稳定控制。
[0095]
需要说明的是，本实施例提供的v2g直流充放电器控制方法，以及上述实施例中提及的对三相电压型ac/dc变换器的控制、对双向隔离dc/dc变换器的控制，可以采用同一控制器，也可以采用不同控制器，本实施例对此不作限定。
[0096]
应理解，上述实施例中各步骤的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本发明实施例的实施过程构成任何限定。
[0097]
以下为本发明的装置实施例，对于其中未详尽描述的细节，可以参考上述对应的方法实施例。
[0098]
图5示出了本发明实施例提供的v2g直流充放电器控制装置的结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：
[0099]
如图5所示，v2g直流充放电器控制装置包括：第一处理模块51、第二处理模块52和第三处理模块53。
[0100]
第一处理模块51，用于在所述v2g直流充放电器与目标电动汽车连接且目标电动汽车的充电模式为v2g充放电模式时，判断当前时刻是否属于电网高峰时段；
[0101]
第二处理模块52，用于若当前时刻属于所述电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电；
[0102]
第三处理模块53，用于若当前时刻不属于所述电网高峰时段，则根据目标电动汽
车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电。
[0103]
本发明实施例通过在电动汽车接入v2g直流充放电器之后，先判断该电动汽车是否选择v2g充放电模式，也即允许电动汽车将其储存的电能反馈到电网中的模式。若该电动汽车选择v2g充放电模式，则先判断当前时刻是否属于电网高峰时段。在电网高峰时段时，根据该电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设放电功率控制v2g直流充放电器对该电动汽车放电。在非电网高峰时段时，根据该电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对该电动汽车充电。从而可以根据各个电动汽车的当前荷电状态进行分阶段控制，并在各个阶段内，按照对应的预设放电功率或预设充电功率进而控制，进而有效缓解电压波动、电压骤降或闪变等对电网带来的波动性，从而提高电能质量。
[0104]
在一种可能的实现方式中，第二处理模块52，可以用于若当前时刻属于所述电网高峰时段，且目标电动汽车的当前荷电状态大于或等于第一荷电状态阈值，则按照第一预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电；
[0105]
若当前时刻属于所述电网高峰时段，当前荷电状态小于所述第一荷电状态阈值，且当前荷电状态大于或等于第二荷电状态阈值，则按照第二预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电，所述第二预设放电功率小于所述第一预设放电功率；
[0106]
若当前时刻属于所述电网高峰时段，且当前荷电状态小于所述第二荷电状态阈值，则控制v2g直流充放电器暂停充放电。
[0107]
在一种可能的实现方式中，第三处理模块53，可以用于若当前时刻不属于所述电网高峰时段，且目标电动汽车的当前荷电状态大于或等于第一荷电状态阈值，则按照第一预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电；
[0108]
若当前时刻不属于所述电网高峰时段，当前荷电状态小于所述第一荷电状态阈值，且当前荷电状态大于或等于第二荷电状态阈值，则按照第二预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电；
[0109]
若当前时刻不属于所述电网高峰时段，且当前荷电状态小于所述第二荷电状态阈值，则按照第三预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，所述第一预设充电功率、所述第二预设充电功率和所述第三预设充电功率依次递增。
[0110]
在一种可能的实现方式中，所述栅极电流谐波补偿结构包括霍尔电流传感器、比例-积分-微分控制器、比例放大器、移相网络和正弦振荡器；第三处理模块53，可以用于根据所述预设充电功率，确定所述三相电压型ac/dc变换器对应的标准直流母线电压；
[0111]
基于所述标准直流母线电压和所述三相电压型ac/dc变换器变换后的直流母线电压，采用电流内环电压外环控制，确定所述三相电压型ac/dc变换器中各个开关管的基本驱动波；
[0112]
通过所述霍尔电流传感器，获取所述三相电压型ac/dc变换器中对应开关管的谐波电流分量，并计算所述谐波电流分量与栅极期望电流的误差信号；
[0113]
基于所述比例-积分-微分控制器，对所述误差信号进行比例-积分-微分调节，获得输出信号；
[0114]
基于所述比例放大器对所述输出信号进行放大，并基于所述移相网络和所述正弦
振荡器，将放大后的输出信号的相位和频率按照所述正弦振荡器产生的正弦参考信号进行修正，获得栅极电流谐波补偿驱动波；
[0115]
基于所述栅极电流谐波补偿驱动波对所述基本驱动波进行补偿，并基于补偿后的驱动波驱动所述三相电压型ac/dc变换器中的对应开关管，以控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电。
[0116]
图6是本发明实施例提供的控制器的示意图。如图6所示，该实施例的控制器6包括：处理器60、存储器61以及存储在存储器61中并可在处理器60上运行的计算机程序62。处理器60执行计算机程序62时实现上述各个v2g直流充放电器控制方法实施例中的步骤，例如图3所示的步骤301至步骤303，或者图4所示的步骤。或者，处理器60执行计算机程序62时实现上述各装置实施例中各模块/单元的功能，例如图5所示模块/单元51至53的功能。
[0117]
示例性的，计算机程序62可以被分割成一个或多个模块/单元，一个或者多个模块/单元被存储在存储器61中，并由处理器60执行，以完成本发明。一个或多个模块/单元可以是能够完成特定功能的一系列计算机程序指令段，该指令段用于描述计算机程序62在控制器6中的执行过程。例如，计算机程序62可以被分割成图5所示的模块/单元51至53。
[0118]
控制器6可包括，但不仅限于，处理器60、存储器61。本领域技术人员可以理解，图6仅仅是控制器6的示例，并不构成对控制器6的限定，可以包括比图示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件，例如控制器还可以包括输入输出设备、网络接入设备、总线等。
[0119]
所称处理器60可以是中央处理单元(central processing unit，cpu)，还可以是其他通用处理器、数字信号处理器(digital signal processor，dsp)、专用集成电路(application specific integrated circuit，asic)、现场可编程门阵列(field-programmable gate array，fpga)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。
[0120]
存储器61可以是控制器6的内部存储单元，例如控制器6的硬盘或内存。存储器61也可以是控制器6的外部存储设备，例如控制器6上配备的插接式硬盘，智能存储卡(smart media card，smc)，安全数字(secure digital，sd)卡，闪存卡(flash card)等。进一步地，存储器61还可以既包括控制器6的内部存储单元也包括外部存储设备。存储器61用于存储计算机程序以及控制器所需的其他程序和数据。存储器61还可以用于暂时地存储已经输出或者将要输出的数据。
[0121]
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能单元、模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能单元、模块完成，即将装置的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。实施例中的各功能单元、模块可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中，上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。另外，各功能单元、模块的具体名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本技术的保护范围。上述系统中单元、模块的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
[0122]
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述或记
载的部分，可以参见其它实施例的相关描述。
[0123]
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
[0124]
在本发明所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的装置/控制器和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置/控制器实施例仅仅是示意性的，例如，模块或单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通讯连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通讯连接，可以是电性，机械或其它的形式。
[0125]
作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
[0126]
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
[0127]
集成的模块/单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明实现上述实施例方法中的全部或部分流程，也可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，计算机程序可存储于一计算机可读存储介质中，该计算机程序在被处理器执行时，可实现上述各个v2g直流充放电器控制方法实施例的步骤。其中，计算机程序包括计算机程序代码，计算机程序代码可以为源代码形式、对象代码形式、可执行文件或某些中间形式等。计算机可读介质可以包括：能够携带计算机程序代码的任何实体或装置、记录介质、u盘、移动硬盘、磁碟、光盘、计算机存储器、只读存储器(read-only memory，rom)、随机存取存储器(random access memory，ram)、电载波信号、电信信号以及软件分发介质等。
[0128]
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本发明的保护范围之内。

技术特征：
1.一种v2g直流充放电器，其特征在于，包括：lcl滤波器、三相电压型ac/dc变换器、栅极电流谐波补偿结构和双向隔离dc/dc变换器；所述lcl滤波器的输入端连接三相电网侧，所述lcl滤波器的输出端连接所述三相电压型ac/dc变换器的输入端，所述三相电压型ac/dc变换器的输出端连接所述双向隔离dc/dc变换器的输入端，所述双向隔离dc/dc变换器的输出端连接电动汽车电池侧；其中，所述栅极电流谐波补偿结构的数量与所述三相电压型ac/dc变换器中开关管的数量相同，一个栅极电流谐波补偿结构并联在所述三相电压型ac/dc变换器中的一个开关管的栅极引脚上。2.根据权利要求1所述的v2g直流充放电器，其特征在于，所述栅极电流谐波补偿结构包括霍尔电流传感器、比例-积分-微分控制器、比例放大器、移相网络和正弦振荡器；所述霍尔电流传感器的输入端连接所述三相电压型ac/dc变换器中的某一个开关管的栅极引脚，所述霍尔电流传感器的信号输出端连接所述比例-积分-微分控制器的输入端，所述比例-积分-微分控制器的输出端连接所述比例放大器的输入端，所述比例放大器的输出端连接所述移相网络的第一输入端，所述正弦振荡器连接所述移相网络的第二输入端，所述移相网络的输出端连接所述三相电压型ac/dc变换器中该开关管的栅极引脚。3.根据权利要求1或2所述的v2g直流充放电器，其特征在于，还包括：第一电容、第二电容和第一电感构成的谐振模块；所述第一电容连接在所述双向隔离dc/dc变换器的高频变压器的原边侧，所述第二电容和所述第一电感连接在所述双向隔离dc/dc变换器的高频变压器的副边侧。4.根据权利要求3所述的v2g直流充放电器，其特征在于，所述三相电压型ac/dc变换器采用三相全桥ac/dc拓扑。5.根据权利要求3所述的v2g直流充放电器，其特征在于，所述双向隔离dc/dc变换器采用双有源全桥拓扑。6.根据权利要求3所述的v2g直流充放电器，其特征在于，所述lcl滤波器中滤波电感的电感值满足：其中，u
dc
为所述三相电压型ac/dc变换器变换后的直流母线电压，u
ac
为坐标转换后的电网侧电压，δi
ac
为纹波电流，f
s
为开关频率，l为所述lcl滤波器中滤波电感的电感值，i
ac
为电网侧交流电流有效值，ω为开关角频率。7.一种v2g直流充放电器控制方法，其特征在于，应用于如权利要求1-6任一项所述的v2g直流充放电器，所述控制方法包括：在所述v2g直流充放电器与目标电动汽车连接且目标电动汽车的充电模式为v2g充放电模式时，判断当前时刻是否属于电网高峰时段；若当前时刻属于所述电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电；若当前时刻不属于所述电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电。
8.根据权利要求7所述的v2g直流充放电器控制方法，其特征在于，若当前时刻属于所述电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电，包括：若当前时刻属于所述电网高峰时段，且目标电动汽车的当前荷电状态大于或等于第一荷电状态阈值，则按照第一预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电；若当前时刻属于所述电网高峰时段，当前荷电状态小于所述第一荷电状态阈值，且当前荷电状态大于或等于第二荷电状态阈值，则按照第二预设放电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车放电，所述第二预设放电功率小于所述第一预设放电功率；若当前时刻属于所述电网高峰时段，且当前荷电状态小于所述第二荷电状态阈值，则控制v2g直流充放电器暂停充放电。9.根据权利要求7所述的v2g直流充放电器控制方法，其特征在于，若当前时刻不属于所述电网高峰时段，则根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，包括：若当前时刻不属于所述电网高峰时段，且目标电动汽车的当前荷电状态大于或等于第一荷电状态阈值，则按照第一预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电；若当前时刻不属于所述电网高峰时段，当前荷电状态小于所述第一荷电状态阈值，且当前荷电状态大于或等于第二荷电状态阈值，则按照第二预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电；若当前时刻不属于所述电网高峰时段，且当前荷电状态小于所述第二荷电状态阈值，则按照第三预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，所述第一预设充电功率、所述第二预设充电功率和所述第三预设充电功率依次递增。10.根据权利要求7所述的v2g直流充放电器控制方法，其特征在于，所述栅极电流谐波补偿结构包括霍尔电流传感器、比例-积分-微分控制器、比例放大器、移相网络和正弦振荡器；所述根据目标电动汽车的当前荷电状态所处的荷电状态阶段对应的预设充电功率控制v2g直流充放电器对目标电动汽车充电，包括：根据所述预设充电功率，确定所述三相电压型ac/dc变换器对应的标准直流母线电压；基于所述标准直流母线电压和所述三相电压型ac/dc变换器变换后的直流母线电压，采用电流内环电压外环控制，确定所述三相电压型ac/dc变换器中各个开关管的基本驱动波；通过所述霍尔电流传感器，获取所述三相电压型ac/dc变换器中对应开关管的谐波电流分量，并计算所述谐波电流分量与栅极期望电流的误差信号；基于所述比例-积分-微分控制器，对所述误差信号进行比例-积分-微分调节，获得输出信号；基于所述比例放大器对所述输出信号进行放大，并基于所述移相网络和所述正弦振荡器，将放大后的输出信号的相位和频率按照所述正弦振荡器产生的正弦参考信号进行修正，获得栅极电流谐波补偿驱动波；基于所述栅极电流谐波补偿驱动波对所述基本驱动波进行补偿，并基于补偿后的驱动波驱动所述三相电压型ac/dc变换器中的对应开关管，以控制v2g直流充放电器对目标电动
汽车充电。

技术总结
本发明提供一种V2G直流充放电器及控制方法。该直流充放电器包括：LCL滤波器、三相电压型AC/DC变换器、栅极电流谐波补偿结构和双向隔离DC/DC变换器，LCL滤波器的输入端连接三相电网侧，LCL滤波器的输出端连接三相电压型AC/DC变换器的输入端，三相电压型AC/DC变换器的输出端连接双向隔离DC/DC变换器的输入端，双向隔离DC/DC变换器的输出端连接电动汽车电池侧，一个栅极电流谐波补偿结构并联在三相电压型AC/DC变换器中的一个开关管的栅极引脚上。本发明能够的V2G直流充放电器耦合程度小且简单易实现，并且可以降低三相电压型AC/DC变换器中开关元件的电流谐波，进而改善电能质量。进而改善电能质量。进而改善电能质量。


技术研发人员：刘杰 李秉宇 杜旭浩 常征 曾四鸣 臧谦 李练兵 庞先海 郝如意 蔡子文
受保护的技术使用者：国家电网有限公司 国网河北能源技术服务有限公司 河北工业大学
技术研发日：2023.05.29
技术公布日：2023/8/28